一種適用于常開型功率器件的新型諧振門極驅(qū)動電路設(shè)計(jì)

張晉梅，田世野，申惠琪，趙芃，湯文博

（1.國網(wǎng)冀北電力有限公司經(jīng)濟(jì)技術(shù)研究院，北京 100083；2.國網(wǎng)冀北電力有限公司，北京 100053；3.國網(wǎng)冀北電力有限公司檢修分公司，北京 100031）

隨著功率半導(dǎo)體器件的發(fā)展，目前電力電子裝置朝著高頻化和高功率密度化方向發(fā)展。隨著頻率的提高，功率器件的驅(qū)動損耗不可忽略，因?yàn)轵?qū)動損耗與頻率成正比關(guān)系。對于傳統(tǒng)的常開型功率器件，其驅(qū)動電路如圖1所示，開關(guān)器件門極與一個電阻相連，驅(qū)動損耗都被消耗在電阻Rg上。

圖1 傳統(tǒng)常開型功率器件門極驅(qū)動電路Fig.1 The convention gate driver for normally on power device

為了減小驅(qū)動損耗，文獻(xiàn)[1-17]提出了諧振門極驅(qū)動電路，它主要用輔助電感Lr替代門極電阻Rg，利用Lr與門極輸入電容Ciss諧振，來回收儲存在門極的能量。但是文獻(xiàn)[1-17]提出的諧振門極驅(qū)動電路都只適用于正電壓驅(qū)動的開關(guān)器件。目前對于像GaN HEMT等常開型開關(guān)器件的諧振門極驅(qū)動的研究較少，文獻(xiàn)[18-21]提出了適用于常開型功率器件的諧振門極驅(qū)動，但是門極電流需要從0開始增加，減緩了功率器件的開關(guān)速度。針對以上諧振門極驅(qū)動存在的缺點(diǎn)，本文提出了一種適用于常開型功率器件的諧振門極驅(qū)動電路，它可以對輔助電感進(jìn)行預(yù)充電，從而保證門極電流初始值不為0，這樣大大加快了功率開關(guān)管的開通速度與關(guān)斷速度，降低了功率回路的開關(guān)損耗。文章的第1節(jié)介紹了本文所提出的諧振門極驅(qū)動電路的拓?fù)?，并且詳?xì)分析了電路的工作原理。文章的第2節(jié)介紹了諧振門極驅(qū)動電路的設(shè)計(jì)。文章的第3節(jié)搭建了諧振門極驅(qū)動電路的仿真模型和實(shí)驗(yàn)平臺，通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了方案的可行性。最后，文章的第4節(jié)對全文做出了總結(jié)。

1 新型諧振門極驅(qū)動電路

常開型功率器件正常導(dǎo)通時(shí)門極電壓為0 V，關(guān)閉時(shí)門極電壓為-10～-5 V左右。圖2為常開型GaN HEMT的I—V曲線圖。

圖2 常開型GaN HEMT的I—V曲線Fig.2 I—V characteristics of the normally on GaN HEMT

本文所提出常開型功率器件的諧振門極驅(qū)動電路如圖3所示，包括驅(qū)動電源VCC，輔助開關(guān)管S1～S4，輔助電感Lr，輔助電容Cr，二極管D和功率開關(guān)管Q，二極管D的主要作用是將導(dǎo)通的開關(guān)器件的門極電壓鉗位在0 V。其中，Ciss=Cgs+Cgd，由于開關(guān)管柵漏極電容Cgd相對于開關(guān)管柵源極電容Cgs很小，所以畫圖的時(shí)候?qū)iss畫在柵源極之間作為等效電容。諧振門極驅(qū)動電路工作時(shí)序圖如圖4所示，其中包括S1～S4管的驅(qū)動波形、電感電流iLr、驅(qū)動電流ig以及功率開關(guān)器件驅(qū)動電壓VGS。通過順序切換S1～S4，能夠?qū)崿F(xiàn)常開型功率器件的有效驅(qū)動。

圖3 本文所提出的諧振門極驅(qū)動電路Fig.3 The resonant gate driver proposed in this paper

圖4 諧振門極驅(qū)動電路主要波形Fig.4 The key waveforms of the resonant gate driver

本文所提出諧振門極驅(qū)動電路主要有8個工作模態(tài)。假設(shè)t0時(shí)刻之前，只有S4處于導(dǎo)通狀態(tài)，功率開關(guān)管Q的門極電壓被電容鉗位在-VCr，Q處于關(guān)斷狀態(tài)。各工作模態(tài)的工作過程如下。

模態(tài)1[t0—t1]：模態(tài)1工作過程如圖5所示，t0時(shí)刻，S1零電流開通，VCC給輔助電感Lr進(jìn)行預(yù)充電，電感電流iLr線性增加，此時(shí)電流流通路徑為S1—Lr—S4，功率管Q仍然處于關(guān)斷狀態(tài)。

圖5 諧振門極驅(qū)動電路工作模態(tài)1[t0—t1]Fig.5 The operation mode 1[t0—t1]of the resonant gate driver

模態(tài)2[t1—t2]：模態(tài)2工作過程如圖6所示，t1時(shí)刻，S4關(guān)斷，此時(shí)電感電流iLr對Q的門極電容進(jìn)行充電，電流流通路徑為S1—Lr—Ciss。同時(shí)Q的門極電壓由-VCr上升到0 V，由于二極管的鉗位作用，保證了門極電壓不會大于0 V。此時(shí)Q由關(guān)閉狀態(tài)變成開通狀態(tài)。

圖6 諧振門極驅(qū)動電路工作模態(tài)2[t1—t2]Fig.6 The operation mode 2[t1—t2]of the resonant gate driver

模態(tài)3[t2—t3]：模態(tài)3工作過程如圖7所示，t2時(shí)刻，S1關(guān)斷，電感電流通過VD2和VD3續(xù)流，儲存在電感上的能量開始回饋給電源VCC。同時(shí)S2零電壓開通，電感電流流通路徑為VD3—Lr—S2—VCC，電感仍然向電源回饋能量。

圖7 諧振門極驅(qū)動電路工作模態(tài)3[t2—t3]Fig.7 The operation mode 3[t2—t3]of the resonant gate driver

模態(tài)4[t3—t4]：模態(tài)4工作過程如圖8所示，t3時(shí)刻，電感電流降到0 A，VD3零電流關(guān)斷。同時(shí)VD1導(dǎo)通，電感兩端電壓為0 V，Q的門極電壓仍為0 V，Q保持導(dǎo)通。

圖8 諧振門極驅(qū)動電路工作模態(tài)4[t3—t4]Fig.8 The operation mode 4[t3—t4]of the resonant gate driver

模態(tài)5[t4—t5]：模態(tài)5工作過程如圖9所示，t4時(shí)刻，S3零電流開通，電感電流反向預(yù)充電，電流流通路徑為S3—Lr—S2，開關(guān)管Q處于導(dǎo)通狀態(tài)。

圖9 諧振門極驅(qū)動電路工作模態(tài)5[t4—t5]Fig.9 The operation mode 5[t4—t5]of the resonant gate driver

模態(tài)6[t5—t6]：模態(tài)6工作過程如圖10所示，t5時(shí)刻，S2關(guān)斷，門極電容Ciss上儲存的能量向輔助電感Lr上轉(zhuǎn)移，電流流通路徑為Ciss—Cr—Lr—S3，開關(guān)管Q的門極電壓由0 V開始下降為-VCr。

圖10 諧振門極驅(qū)動電路工作模態(tài)6[t5—t6]Fig.10 The operation mode 6[t5—t6]of the resonant gate driver

模態(tài)7[t6—t7]：模態(tài)7工作過程如圖11所示，t6時(shí)刻，S3關(guān)斷，電感電流通過VD1和VD4續(xù)流，儲存在電感上的能量開始回饋給電源VCC。同時(shí)S4零電壓開通，電感電流流通路徑為S4—Lr—VD1—VCC，電感仍然向電源回饋能量。

圖11 諧振門極驅(qū)動電路工作模態(tài)7[t6—t7]Fig.11 The operation mode 7[t6—t7]of the resonant gate driver

模態(tài)8[t7—t8]：模態(tài)8工作過程如圖12所示，t7時(shí)刻，電感電流降到0 A，VD1零電流關(guān)斷。同時(shí)VD3導(dǎo)通，電感兩端電壓為0 V，Q的門極電壓被鉗位在-VCr，Q保持關(guān)斷。

圖12 諧振門極驅(qū)動電路工作模態(tài)8[t7—t0]Fig.12 The operation mode 8[t7—t0]of the resonant gate driver

通過以上分析可以看出，本文所提出的諧振門極驅(qū)動電路具有以下幾個特點(diǎn)：1）能夠產(chǎn)生-VCr～0 V之間的驅(qū)動脈沖，保證常開型功率器件穩(wěn)定可靠的導(dǎo)通與關(guān)斷。2）電感電流的預(yù)充電與反向預(yù)充電階段加快了功率管的開通速度與關(guān)斷速度，提高開關(guān)頻率，減小開關(guān)損耗。3）輔助電感Lr與門極電容發(fā)生諧振，可以回收儲存在門極電容中的能量，從而減小驅(qū)動電路損耗，同時(shí)Lr也可以吸收驅(qū)動回路上的雜散電感，消除雜散電感對于驅(qū)動脈沖的影響。

2 諧振門極驅(qū)動電路設(shè)計(jì)

根據(jù)第1節(jié)諧振門極驅(qū)動電路模態(tài)分析，設(shè)置電感電流預(yù)充電時(shí)間為t10（模態(tài)1的總時(shí)間t1—t0），功率開關(guān)管的開通時(shí)間為t21（模態(tài)2的總時(shí)間t2—t1），門極電荷總量為Qg。假定電流預(yù)充電時(shí)間t10為開通時(shí)間為t21的二分之一，那么輔助電感Lr可以根據(jù)以下公式得出[2，6]：

同時(shí)，Lr的選擇要使得開關(guān)管的開通時(shí)間tr小于整個開關(guān)周期T的3%。所以有：

式中：Ciss為Cr與開關(guān)管門極電容串聯(lián)的等效電容。對于串聯(lián)電路，Ciss相對于開關(guān)管的門極電容很小，可以忽略，因此在計(jì)算時(shí)，Ciss用開關(guān)管的輸入電容值計(jì)算即可。

通過式（2）和式（3）可知，Lr的選取應(yīng)滿足下式：

3 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

本文利用Matlab搭建諧振門極驅(qū)動的仿真，仿真參數(shù)設(shè)置如下：Lr=120 nH，Cr=100 nF，VCC=10 V，開關(guān)頻率1 MHz。門極電壓VGS的仿真結(jié)果如圖13所示。

圖13 門極電壓仿真波形圖Fig.13 The simulation waveform of the gate voltage VGS

從圖13可以看出，本文所提出的諧振門極驅(qū)動電路能夠產(chǎn)生矩形波驅(qū)動信號，其中高電平為0.3 V，能夠滿足常開型開關(guān)器件的驅(qū)動，低電平為-9.7 V，能夠穩(wěn)定地關(guān)閉常開型功率管。

圖14為驅(qū)動電壓波形的放大圖，從圖中可以看出，本文所提出的諧振門極驅(qū)動電路其驅(qū)動電壓的上升時(shí)間為7 ns，下降時(shí)間為7.3 ns?？焖俚纳仙龝r(shí)間和下降時(shí)間保證了開關(guān)管能夠工作在高頻狀態(tài)下，頻率等級能夠達(dá)到MHz以上。

圖14 門極電壓放大波形圖Fig.14 The amplification waveforms of gate voltage

本文所搭建的諧振門極驅(qū)動電路硬件圖如圖15所示，其中諧振門極驅(qū)動板的長度為9.2 cm，寬度為7.3 cm。實(shí)驗(yàn)中所選用的S1～S4的型號為FDN335。圖16為輔助開關(guān)管S1～S4的驅(qū)動波形圖，所測得常開型開關(guān)管（本文所選開關(guān)管型號為CPC3703）兩端的驅(qū)動電壓VGS波形圖如圖17所示。由于MHz以上的高頻驅(qū)動電路，驅(qū)動回路中存在一定的雜散電感，且電感量不便于測量，使得驅(qū)動電壓VGS在開關(guān)過程中存在著一定的振蕩和電壓過沖。當(dāng)電壓尖峰過大時(shí)，會打壞開關(guān)管的門極。實(shí)驗(yàn)中驅(qū)動電路的電壓尖峰小于開關(guān)管CPC3703的門極電壓極限值，因此不會損壞開關(guān)管，并且通過優(yōu)化電路板布局，可以有效地減小驅(qū)動電壓尖峰。

圖15 諧振門極驅(qū)動硬件圖Fig.15 The hardware platform of the resonant gate driver

圖16 S1～S4驅(qū)動波形圖Fig.16 The driving waveforms of S1～S4

圖17 常開型開關(guān)管驅(qū)動波形圖Fig.17 The driving waveform of normally-on switching device

圖18為驅(qū)動電壓波形放大圖，從圖中可以看出，本文所提出的諧振門極驅(qū)動電路驅(qū)動電壓上升時(shí)間為7.1 ns，下降時(shí)間為7.8 ns。表1為本文所提出的常開型諧振門極驅(qū)動電路與文獻(xiàn)[18]提出的諧振門極驅(qū)動對比。從表1中可以看出本文所提出的諧振門極驅(qū)動電路的驅(qū)動波形上升時(shí)間和下降時(shí)間都低于文獻(xiàn)[18]所提出的電路，因此本文所提出的諧振門極驅(qū)動具有更好的開關(guān)性能。雖然本文所提出的諧振門極驅(qū)動電路增加了兩個輔助開關(guān)管，使得驅(qū)動電路的復(fù)雜度增加，但是像同步Buck變換器拓?fù)涞男」β孰娫?，為了減小無源器件的體積，開關(guān)管工作在MHz以上，使得驅(qū)動損耗成倍增加。所以本文提出的諧振門極驅(qū)動電路在減少驅(qū)動損耗的同時(shí)，使得變換器的損耗降低，提高了功率變換器的效率。

圖18 驅(qū)動電壓放大波形圖Fig.18 The amplification waveforms of drive voltage

表1 諧振門極驅(qū)動電路性能對比Tab.1 The performance comparison between different resonant gate drivers

本文提出的諧振門極驅(qū)動電路損耗主要由以下4個部分構(gòu)成：1）Pgs：輔助開關(guān)管S1～S4的驅(qū)動損耗之和；2）Pcond：諧振門極電路工作時(shí)電路等效電阻Reg消耗的能量與二極管導(dǎo)通損耗之和；3）PSW：輔助開關(guān)管S1～S4的開關(guān)損耗；4）PLr：輔助電感Lr上的損耗。

輔助管的驅(qū)動需要一定的功率，其功率一般損耗在驅(qū)動電阻上。驅(qū)動損耗計(jì)算公式如下：

式中：Qgs為輔助開關(guān)管的門極電荷；Vgs_s為輔助開關(guān)管的驅(qū)動電壓；fs為輔助開關(guān)管的開關(guān)頻率。

由于S1～S4工作在ZVS和ZCS狀態(tài)，可以認(rèn)為S1～S4的開關(guān)損耗PSW等于0 MW。同時(shí)本文使用的輔助電感Lr為空芯電感，可以近似認(rèn)為輔助電感Lr上的損耗PLr也為0 MW。圖19為1 MHz開關(guān)頻率下本文所提出的諧振門極驅(qū)動電路與傳統(tǒng)門極驅(qū)動電路的驅(qū)動損耗對比圖，從圖19中可以看出本文所提出的諧振門極驅(qū)動電路的驅(qū)動損耗為113 MW，相比于傳統(tǒng)門極驅(qū)動損耗131 MW而言，本文所提出的諧振門極驅(qū)動電路降低了驅(qū)動損耗、提高了驅(qū)動電路工作效率。

圖19 諧振門極驅(qū)動與傳統(tǒng)門極驅(qū)動損耗圖Fig.19 Power losses of resonant gate driver and conventional gate driver

4 結(jié)論

本文提出了一種適用于常開型功率器件的諧振門極電路，該電路利用Lr回收儲存在門極電容上的能量，從而減小驅(qū)動損耗。本文詳細(xì)介紹了諧振門極驅(qū)動電路基本原理，分析了各個工作模態(tài)下的主要波形。最后搭建了諧振門極驅(qū)動電路仿真模型和實(shí)驗(yàn)平臺，觀測了1 MHz下的驅(qū)動波形，從仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果發(fā)現(xiàn)，本文所提出的諧振門極驅(qū)動電路可以減小開關(guān)管的開通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間，從而提高功率管的開關(guān)頻率。同時(shí)與傳統(tǒng)常開型門極驅(qū)動電路相比，本文所提出的諧振門極驅(qū)動電路減小了驅(qū)動損耗。