基于PI調節(jié)器及V2G模塊開發(fā)的雙向能源充放電控制系統(tǒng)設計

金正軍, 宋書軒, 方 響, 柯公武, 徐丹露, 金 明

(國網浙江省電力有限公司杭州供電公司，浙江 杭州 310000)

0 引 言

受全球資源匱乏、環(huán)境污染嚴重的影響，綠色新能源的開發(fā)迫在眉睫。中國以能源節(jié)約與環(huán)境保護為目的，提出發(fā)展新能源汽車，電動汽車開始成為汽車領域的一種潮流[1]。電動汽車的電池為智能電網中的移動儲能單元，其作用是在電網高峰與非高峰負荷時段分別向電網傳輸電能和電網向電池充電[2]。這種雙向的能源互動被稱為車電互聯，即車聯網(V2G)。V2G技術是以電動汽車為移動儲能裝置和電網間的連接橋梁，實現受控狀態(tài)下電動汽車與電網間的能量雙向交換。V2G技術能夠在電網不穩(wěn)定的情況下為其提供能量，有效增強電網安全性與可靠性，提高能源利用率，推動節(jié)約、環(huán)保型社會的發(fā)展。但是，在實際應用中，能源的雙向互動存在較多干擾因素，導致雙向能源充放電控制受到嚴重影響。

針對雙向能源充放電控制的研究，目前已有相關報道。例如,文獻[3]基于Super-twisting高階滑模算法,設計互補脈沖寬度調制(PWM)型雙向直流變換器的雙閉環(huán)強魯棒控制系統(tǒng)。該系統(tǒng)設計系統(tǒng)穩(wěn)定優(yōu)先級條件，利用Super-twisting高階滑模算法的最短收斂時間，控制內環(huán)電流和電壓。該系統(tǒng)具有較為理想的魯棒性。文獻[4]設計了基于雙級鋰電池-超級電容混合儲能的分層控制系統(tǒng)。引入雙向DC/DC變換器，對各儲能單元充、放電進行控制。為使控制效果更具適應性，將儲能系統(tǒng)分為協調管理和功率優(yōu)化2部分，建立鋰電池功率分配策略及充、放電模式。將實測風速數據導入仿真模型,并對比單級鋰電池系統(tǒng)的充、放電次數，以此驗證該充放電分層控制效果。

本文設計了一種基于PI調節(jié)器及V2G模塊開發(fā)的雙向能源充放電控制系統(tǒng)，將AC/DC與DC/DC變換器應用至V2G技術，令充電電源不受局限，家用單相電源也可進行充電，還能夠在電網電能匱乏的情況下通過蓄電池將電能回饋給電網，發(fā)展前景良好。

1 基于車聯網的V2G模塊開發(fā)及雙向能源充放電控制系統(tǒng)

1.1 系統(tǒng)總體結構

基于車聯網的V2G模塊開發(fā)及雙向能源充放電控制系統(tǒng)總體結構如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)總體結構

系統(tǒng)的主回路構成主要包括雙向AC/DC、雙向DC/DC、蓄電池、雙向PWM整流器[5]。雙向AC/DC在充電時的工作狀態(tài)為整流狀態(tài)，在放電時的工作狀態(tài)為逆變狀態(tài)，雙向DC/DC的作用是控制電壓的升降與充放電情況下控制恒流恒壓[6-7]，主拓撲結構的主要構成為雙向PWM整流器與雙向DC/DC變換器，是通過驅動與車載充電機集成而來。

1.2 V2G模塊開發(fā)

V2G模塊的開發(fā)主要取決于雙向AC/DC和雙向DC/DC變換器。

1.2.1 DC/DC變換

設定雙向PWM整流器直流側電容兩端的電壓穩(wěn)定，且理想直流電壓源為Udc，得到雙向DC/DC變換器的拓撲結構如圖2所示。

圖2 DC/DC變換器的拓撲圖

在關斷S2，S1的工作模式為恒定開關頻率下的PWM模式時，充電電流I0的電流方向為Udc→E，DC/DC變換器的工作狀態(tài)為降壓狀態(tài)[8]，充電狀態(tài)下的電路拓撲圖如圖3所示。

圖3 充電狀態(tài)電路拓撲圖

此時電網通過蓄電池組充電，雙向PWM整流器的工作狀態(tài)為整流狀態(tài)。

當S2的工作模式為恒定開關頻率的PWM模式時，關斷S1時，放電電流I0的電流方向為E→Udc，DC/DC變換器的工作狀態(tài)為升壓狀態(tài)[9]，放電狀態(tài)下的電路拓撲圖如圖4所示。

圖4 放電狀態(tài)電路拓撲圖

此時蓄電池組通過電網放電，雙向PWM整流器的工作狀態(tài)為逆變狀態(tài)。

1.2.2 AC/DC變換

充電情況下，雙向AC/DC的工作狀態(tài)為PWM整流狀態(tài)，電網交流側電壓相位與電流相同；并網情況下，雙向AC/DC的工作狀態(tài)為PWM逆變狀態(tài)，電網的側電壓相位與電流相反[10-11]。雙向AC/DC控制主要應用了電網電流雙閉環(huán)控制以及鎖相環(huán)(PLL)控制，得出其控制圖如圖5所示。

圖5 雙向AC/DC控制

受逐漸增加的用電設備影響，要求部分設備的電源為220 V/50 Hz交流電，該電源同時也是停電情況下的應急電源。以此為基礎設計不并網情況下的AC/DC，結果如圖6所示。

圖6 220 V/50 Hz車載電源

1.3 雙向PWM整流器

三相半橋電壓型PWM整流器的性能優(yōu)良，可以利用電源檢測切換單向PWM整流器，分別在充電狀態(tài)與放電狀態(tài)下開啟整流功能和逆變功能，完成能量的雙向流動，因此選擇其作為系統(tǒng)需要的雙向PWM整流器。整流工作狀態(tài)下的電網電流電壓同相位需要通過控制實現，而逆變工作狀態(tài)下的網側電流電壓相反，需要通過電網側對能量的吸收實現網側功率因數的提高，具有較快的動態(tài)響應速度[12]。通過電感濾波電網側與電容濾波整流側可以實現輸出交流電較穩(wěn)定的目標。為了令系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能與動態(tài)性能較好，需要通過電壓外環(huán)電流內環(huán)的雙閉環(huán)空間電壓矢量控制該PWM整流器。

1.4 系統(tǒng)軟件設計

1.4.1 PWM整流器控制

為了使系統(tǒng)的控制更精確、穩(wěn)態(tài)性能更好，需要通過PI調節(jié)器，對控制該PWM整流器電壓外環(huán)電流內環(huán)的雙閉環(huán)空間電壓矢量中的電流內環(huán)和電壓外環(huán)進行控制。

(1)

加入校正環(huán)節(jié)，得到：

(2)

設阻尼比ξ=0.707，則得到：

(3)

求解式(3)可得:

(4)

(5)

得出電流內環(huán)的閉環(huán)傳遞函數公式為

(6)

綜上所述可知電流內環(huán)等效于一慣性環(huán)節(jié)，時間常數為3Ts，若電流采樣環(huán)節(jié)的時間常數Ts越小，則系統(tǒng)的動態(tài)性能越好。

電壓外環(huán)的作用是保持直流母線電壓的穩(wěn)定，控制系統(tǒng)抗干擾[13]。根據經典Ⅱ型系統(tǒng)設計電壓外環(huán)的PI控制器，得到電壓外環(huán)的開環(huán)傳遞函數公式為GFV(s)：

(7)

式中:C為開環(huán)傳遞函數反系數。

電壓外環(huán)的中頻帶寬公式為

(8)

依據Ⅱ型系統(tǒng)的控制參數關系可得：

(9)

以上述所有考慮因素為基礎，取hV=5中頻帶寬，將其代入式(9)中可以得出：

hV=5

(10)

(11)

由此可知，電壓外環(huán)在直流母線電壓穩(wěn)定中的作用非常重要，同時增強了系統(tǒng)的抗干擾性。

1.4.2 DC/DC變換器控制策略

以受控狀態(tài)下的負載電流I0雙向流動為目標，實現雙向DC/DC變換器的控制。蓄電池的充放電功能表現為充電情況下的I0流向為PWM直流側流向蓄電池組，放電情況下的I0流向為蓄電池組流向電網[14]。

以負載電流閉環(huán)控制為控制策略，得出電流的誤差信號公式為

(12)

通過PI調節(jié)器調節(jié)u0，輸出斬波電壓u0，對u0和udc間的占空比關系進行進一步的計算，并以其為PWM整流器的輸入信號。發(fā)出滿足輸入信號條件的PWM脈沖，利用輸出的PWM波經驅動電路，實現DC/DC變換器開關管S1與S2工作的控制。

因為控制電流時要求其跟隨性能良好，所以整定PI調節(jié)器為經典Ⅰ型系統(tǒng)，得到PI調節(jié)器的傳遞函數公式為

(13)

式中：FP為PI調節(jié)器的比例系數;FI為PI調節(jié)器的積分系數。

以零極點的形式對其進行改寫得到：

(14)

通過抵消被控對象傳遞函數的極點和式(14)的零點，可以得出：

(15)

此時可整定系統(tǒng)為經典Ⅰ型系統(tǒng)。加入校正環(huán)節(jié)，得到開環(huán)傳遞函數公式為

(16)

設阻尼比ξ=0.707，則得到：

(17)

求解式(16)得：

(18)

(19)

結合運算式(18)與式(19)，可以得出電流閉環(huán)控制狀態(tài)下的PI調節(jié)器參數值。

負載電流的閉環(huán)傳遞函數公式為

(20)

若系統(tǒng)的開關頻率較高、Ts較小，則s2項的系數較小可完全忽略不計[15]，因此式(20)可以簡化成：

(21)

將式(17)代入式(20)中，得出最終的電流閉環(huán)簡化傳遞函數公式為

(22)

通過式(22)可知，若根據經典Ⅰ型系統(tǒng)設計負載電流閉環(huán)，則其與2Ts的一階慣性環(huán)節(jié)等效，并且Ts越小，系統(tǒng)的動態(tài)響應速度越快。

2 試驗分析

通過380 V三相電壓的供電可以實現本文系統(tǒng)電池組充電模式下的大電流快速充電，本文系統(tǒng)三相交流側的電流與電壓波形分別如圖7、圖8所示，其中的A、B、C分別為三相交流側的順次相位。

圖7 充電狀態(tài)下三相交流側電流波形

圖8 充電狀態(tài)下三相交流側電壓波形

通過圖7、圖8可知，本文系統(tǒng)電池組電壓、電流在0.1 s的時間內就趨于穩(wěn)定，并且相位相同，整流單位功率因數的同時諧波很小。

本文系統(tǒng)整流單相PWM整流器后的母線電壓抬高情況，以及通過降壓雙向DC/DC變換器實現的系統(tǒng)電池組大電流充電的充電電流情況如圖9所示。

依據圖9可知，本文系統(tǒng)充電電流和母線電壓在一開始時均存在較小諧波，但其后均能在很短時間內達到穩(wěn)定，系統(tǒng)具有較好的動態(tài)穩(wěn)定性能，能夠在實現大電流快速充電的同時實現小電流慢充。

因為本文系統(tǒng)電池組的充電情況分為快充和慢充，所以電池放電情況也分為三相和單相。在交流側是三相PWM整流器的情況下，整流器在逆變狀態(tài)下工作，其交流側的輸出電流、輸出電壓、直流母線電壓如圖10、圖11所示。在本文系統(tǒng)電池組放電，而交流側是單相PWM整流器且在逆變狀態(tài)下工作的情況下，其單相交流側的電壓與電流輸出情況如圖12所示。

圖10 三相交流側輸出電流波形

圖11 三相交流側輸出電壓波形

圖12 單相交流側電壓電流波形

通過圖10～圖12可以看出，雖然本文系統(tǒng)三相交流側與單相交流側均存在較大沖擊電流，但其能夠在較短時間內時間達到穩(wěn)定，輸出網側電壓沒有畸變。本文系統(tǒng)三相交流側的輸出電壓與單相交流側電壓分別在約0.02 s與0.12 s時達到穩(wěn)定，完成并網與電機驅動切換，電壓相位與電流相位之間相差180°，電流波形良好，交流側電流諧波得到有效抑制，實現了能量的雙向流動，本文系統(tǒng)的V2G雙向能源充放電功能得到實現。

3 結 語

本文設計的基于車聯網的V2G模塊開發(fā)及雙向能源充放電控制系統(tǒng)，通過結合AC/DC與DC/DC開發(fā)了V2G模塊，實現了雙向能源的互動，同時可對蓄電池進行控制，使其充放電的電流電壓恒定。解決了充電樁缺乏靈活性、續(xù)航能力低，充電機成本高且所占地大的問題，為進一步研究V2G技術與未來接入多輛電動汽車的協調控制提供了參考。