一種新的載波移相脈寬調(diào)制策略

趙紫龍,過 亮,曲彗星

(1. 南京鐵道職業(yè)技術(shù)學(xué)院供電與工程學(xué)院, 江蘇 南京 210031;2. 國(guó)電南瑞科技股份有限公司, 江蘇 南京 211106)

新能源在電力能源中的比重逐年增加,特別是并網(wǎng)風(fēng)電和光伏發(fā)電近年來裝機(jī)容量迅速增長(zhǎng),且呈現(xiàn)出單機(jī)容量逐步擴(kuò)大的趨勢(shì).風(fēng)電、光伏發(fā)電的并網(wǎng)主要通過電壓源型變換器(VSC)實(shí)現(xiàn),常用的控制方法是正弦脈寬調(diào)制(SPWM)和空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)[1].脈寬調(diào)制方式?jīng)Q定了并網(wǎng)變換器輸出的電壓含有一定量的諧波成分.諧波的存在會(huì)污染公用電網(wǎng)、影響變壓器工作、增加輸電線路功耗,甚至影響繼電保護(hù)的可靠性[2-3].IEC61000和國(guó)標(biāo)GB/T 14549—1993都對(duì)公用電網(wǎng)諧波含量提出了量化要求,其中偶次諧波允許含量?jī)H為奇次諧波的一半.因此,大功率變流器接入公用電網(wǎng)時(shí),需要特別注意對(duì)偶次諧波含量的控制,以符合入網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn).

VSC并網(wǎng)設(shè)備的諧波分析和抑制目前已得到廣泛研究[4-7],大多是從閉環(huán)控制角度去抑制特定頻段內(nèi)的諧波或增強(qiáng)系統(tǒng)阻尼.關(guān)于偶次諧波抑制方面的研究不多,見諸文獻(xiàn)的研究主要是針對(duì)SVPWM的偶次諧波抑制.文獻(xiàn)[8]給出了一種針對(duì)7段式SVPWM的改進(jìn)方法;文獻(xiàn)[9]對(duì)5段式SVPWM進(jìn)行了改進(jìn);文獻(xiàn)[10-11]提出了中點(diǎn)鉗位三電平SVPWM的改進(jìn)方法.上述文獻(xiàn)抑制偶次諧波的思路一致,即相鄰扇區(qū)應(yīng)用不同矢量序列.文獻(xiàn)[12]在此思路的基礎(chǔ)上突破了相鄰扇區(qū)的限制,給出幾種不同分區(qū)方法,并比較了各方法的效果.然而,基于扇區(qū)劃分的偶次諧波抑制方法僅適用于SVPWM,不具普遍適用性;SPWM產(chǎn)生偶次諧波的機(jī)理和抑制方法尚未被關(guān)注.因此,本文綜合考慮SPWM和SVPWM的特點(diǎn),分析指出了脈沖寬度調(diào)制(PWM)逆變器產(chǎn)生偶次諧波的本質(zhì)原因,并以此為出發(fā)點(diǎn),將多電平載波移相技術(shù)改進(jìn)后應(yīng)用于2電平VSC,從而提出了一種新的載波移相脈寬調(diào)制策略,可起到抑制偶次諧波的作用,并能適用于SPWM和SVPWM等不同調(diào)制方式.

1 常用PWM偶次諧波產(chǎn)生原理

采用傅里葉分解方法分析VSC輸出電壓諧波,電壓V的傅里葉分解為:

(1)

式中:

(2)

(3)

(4)

一個(gè)基波周期內(nèi),正負(fù)電平作用時(shí)間相等,因此a0=0.如果電壓波形半波對(duì)稱,則電壓可以表示為:

V(t)=-V(t-T/2)

(5)

將式(5)代入(3)、式(4)并化解得到:

(6)

(7)

從式(6)、式(7)可以看出,當(dāng)n為偶數(shù)時(shí),系數(shù)an、bn均為0,即電壓中不包含偶次諧波.因此,分析VSC輸出是否含有偶次諧波,只需研究輸出電壓波形的半波對(duì)稱性.

1.1 SPWM的偶次諧波

SPWM脈沖由調(diào)制波與載波直接比較生成.以單相VSC為例,假設(shè)正半波某時(shí)刻的正弦調(diào)制波大小等于u,則其對(duì)應(yīng)的半波對(duì)稱時(shí)刻的正弦調(diào)制波大小等于-u.上述兩時(shí)刻生成的PWM波形如圖1所示.圖1中:Vref為調(diào)制波；Vcar為載波；TB為調(diào)制波周期；Ts為載波周期；Vdc為直流側(cè)電壓.從圖1可以看出,波形沒有實(shí)現(xiàn)半波對(duì)稱,因此會(huì)含有偶次諧波分量.

圖1 SPWM生成的脈沖波形

1.2 SVPWM的偶次諧波

SVPWM通過矢量組合生成目標(biāo)電壓,如圖2所示,共有8個(gè)基礎(chǔ)電壓矢量,其中V0和V7為零矢量,V1—V6這6個(gè)非零矢量將空間劃分成6個(gè)扇區(qū),目標(biāo)電壓由相鄰兩個(gè)非零矢量和零矢量組合等效.

圖2 電壓空間矢量圖

以扇區(qū)Ⅰ為例,目標(biāo)矢量Vref由V1、V2、V0、V7共同作用生成,設(shè)V1、V2的作用時(shí)間分別為T1和T2,載波周期為Ts,則按照7段式SVPWM的計(jì)算公式,用于產(chǎn)生A相脈沖的調(diào)制波比較值為:

TA=(Ts-T1-T2)/2

(8)

(9)

上述兩矢量產(chǎn)生的A相脈沖波形如圖3所示,圖3中,Ts為載波周期,Vdc為直流側(cè)電壓,三角載波的峰值也為Ts.可以看出,與SPWM類似,波形

圖3 SVPWM生成的脈沖波形

沒有實(shí)現(xiàn)半波對(duì)稱,因此含有偶次諧波分量.

2 新的載波移相脈寬調(diào)制策略

由常用PWM產(chǎn)生偶次諧波的原理可知,在調(diào)制波相位相隔180°的兩個(gè)位置,生成的兩個(gè)脈沖波形雖然不是半波對(duì)稱的,但具有兩個(gè)明顯特征:1) 從面積等效原則來看,兩個(gè)脈沖波形面積互補(bǔ);2) 以載波周期來看,后一脈沖偏移半個(gè)載波周期即可與前一脈沖形成對(duì)稱.由此,本文提出一種載波周期移相脈寬調(diào)制策略(period phase shift-PWM,PPS-PWM),通過對(duì)載波進(jìn)行周期性相位偏移實(shí)現(xiàn)脈沖的半波對(duì)稱,從而消除偶次諧波.

2.1 PPS-PWM的基本原理

為了使脈沖波形達(dá)到半波對(duì)稱的效果,在調(diào)制波處于負(fù)半軸的區(qū)間內(nèi),將載波的相位偏移180°,效果如圖4所示,即將圖4中的載波Vcar1更換為Vcar2.這時(shí)生成的脈沖也將由圖4中左下方波形變?yōu)橛蚁路讲ㄐ?兩者從面積等效原則來看是等效的,但從波形的形狀來看,后者才能與圖1中的正半周波形構(gòu)成半波對(duì)稱.

圖4 PPS-PWM的脈沖波形

2.2 PPS-PWM的控制實(shí)現(xiàn)

傳統(tǒng)的載波移相是指級(jí)聯(lián)多電平或并聯(lián)逆變器中不同的逆變單元使用相位不同的載波[13].這種多個(gè)載波同時(shí)存在于多個(gè)逆變單元中的載波移相方法可以理解為空間上的移相拓展應(yīng)用.而本文提出的PPS-PWM則體現(xiàn)為時(shí)間上的移相拓展,即同一時(shí)刻只有一個(gè)載波序列存在,但其相位每隔一個(gè)固定的時(shí)間周期要進(jìn)行一次偏移,其控制實(shí)現(xiàn)如圖5所示.通過電網(wǎng)電壓鎖相環(huán)獲得角度θ,當(dāng)0°<θ≤180°時(shí),載波接通到三角載波序列1;當(dāng)180°<θ≤360°時(shí),載波接通到三角載波序列2.序列1與序列2的三角波在相位上相差180°.

圖5 PPS-PWM的控制實(shí)現(xiàn)

從PPS-PWM的實(shí)現(xiàn)過程可以看出,本策略對(duì)脈寬調(diào)制的改進(jìn),在操作層面只涉及載波的優(yōu)化,而不對(duì)調(diào)制波的計(jì)算過程提出附加要求,因此,與已有的偶次諧波消除PWM相比,適用范圍更廣、工程應(yīng)用更加方便.

3 仿真驗(yàn)證

通過Matlab/Simulink搭建仿真模型驗(yàn)證本文所提PPS-PWM策略的有效性和適用性.采用典型三相全橋IGBT逆變器,直流電壓控制為700 V,交流并網(wǎng)電壓380 V/50 Hz,開關(guān)頻率2 kHz.為了避免濾波回路及電網(wǎng)阻抗的影響,測(cè)量IGBT出口端的A、B相電壓,用FFT工具分析其諧波分布,對(duì)比策略效果.

3.1 PPS-SPWM的驗(yàn)證

當(dāng)使用傳統(tǒng)SPWM進(jìn)行控制時(shí),諧波分布如圖6所示,其縱坐標(biāo)為諧波相對(duì)基波的百分比，基波含量為540.6 V，總諧波失真(THD)為80.83%，各頻段諧波中都包含奇次與偶次諧波,且開關(guān)紋波為偶次諧波.

圖6 SPWM的線電壓諧波分布

當(dāng)使用PPS-SPWM進(jìn)行控制時(shí),諧波分布如圖7所示,基波含量為541.1 V，總諧波失真(THD)為80.84%.從圖7可以看出,諧波中的偶次諧波成分幾近消除.

圖7 PPS-SPWM的線電壓諧波分布

3.2 PPS-SVPWM的驗(yàn)證

當(dāng)使用傳統(tǒng)SVPWM進(jìn)行控制時(shí),諧波分布如圖8所示,基波含量為538 V,總諧波失真(THD)為81.27%,各頻段諧波中都包含奇次與偶次諧波,且開關(guān)紋波以偶次為主.

圖8 SVPWM的線電壓諧波分布

當(dāng)使用PPS-SVPWM進(jìn)行控制時(shí),諧波分布如圖9所示，基波含量為538 V，總諧波失真(THD)為81.28%.從圖9可以看出,諧波中的偶次諧波成分幾近消除.

圖9 PPS-SVPWM的線電壓諧波分布

將圖6至圖9中的諧波含量列入表1進(jìn)行對(duì)比,可以看出,不管是SPWM還是SVPWM,經(jīng)過載波周期移相策略的改進(jìn),偶次諧波幾乎完全消除;特別是在開關(guān)頻率附近表現(xiàn)得尤為明顯,偶次諧波最高從29.78%降為0;同時(shí)也需注意到,偶次諧波的降低伴隨著奇次諧波的增長(zhǎng),表明諧波并非消失,而是從偶次頻率轉(zhuǎn)移到了奇次頻率,但在偶次諧波指標(biāo)較為嚴(yán)苛的場(chǎng)合,這一改進(jìn)具有實(shí)用意義.

表1 各調(diào)制方式下PWM諧波含量表 %

4 結(jié)論

本文通過對(duì)SPWM和SVPWM的脈沖波形進(jìn)行分析,總結(jié)了其產(chǎn)生偶次諧波的機(jī)理;提出對(duì)多電平中的載波移相脈沖調(diào)制進(jìn)行時(shí)域拓展應(yīng)用策略,實(shí)現(xiàn)偶次諧波消除.所提方法具有通用性,對(duì)SPWM和SVPWM均可適用,且易于工程實(shí)現(xiàn).仿真結(jié)果證明了本文所提方法的有效性.