DMB單頻網(wǎng)及適配器電路的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

張紅升，張國(guó)棟，王虹云，王國(guó)裕

（重慶郵電大學(xué) 微電子工程重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，重慶 400065）

近年來(lái)，隨著數(shù)字音頻廣播（digital audio broadcasting，DAB）以及數(shù)字多媒體廣播DMB的發(fā)展與進(jìn)步，DAB／DMB的應(yīng)用場(chǎng)景已不僅局限于傳統(tǒng)廣播的模式。DAB／DMB系統(tǒng)開(kāi)始在防災(zāi)預(yù)警、雙向應(yīng)急通信等信息發(fā)布領(lǐng)域得到應(yīng)用。重慶郵電大學(xué)在自主研發(fā)的DAB／DMB芯片、終端和發(fā)射系統(tǒng)的基礎(chǔ)上提出了新一代數(shù)字多媒體信息傳輸系統(tǒng)，即DMB＋［1］。目前，DMB＋已在全國(guó)多個(gè)學(xué)校、核電站、景區(qū)得到正式應(yīng)用，但在一些地形較為復(fù)雜的地區(qū)會(huì)存在信號(hào)死角，導(dǎo)致接收機(jī)無(wú)法正確接收到可靠的信息。為解決這一難題，需要使用多臺(tái)DMB發(fā)射機(jī)組成單頻網(wǎng)，從而消除信號(hào)死角，提高信號(hào)質(zhì)量。

現(xiàn)有的單頻網(wǎng)方案主要有4種。其中前3種分別傳輸信號(hào)群傳輸接口（ensemble transport interface，ETI）數(shù)據(jù)、饋送編碼正交頻分復(fù)用（coded OFDM，COFDM）信號(hào)以及饋送射頻（radio frequency，RF）信號(hào)，另外一種是同頻直放站轉(zhuǎn)發(fā)方案［2］。

ETI信號(hào)饋送方案是單頻網(wǎng)實(shí)現(xiàn)方案中最經(jīng)典的一種。這種方案的優(yōu)點(diǎn)是信號(hào)質(zhì)量好，可以很好地覆蓋整片區(qū)域。缺點(diǎn)也很明顯，該系統(tǒng)使用專用的網(wǎng)絡(luò)傳輸ETI數(shù)據(jù)，且每個(gè)發(fā)射臺(tái)都需要配備調(diào)制器，建設(shè)成本高。例如，中央廣播電視節(jié)目無(wú)線數(shù)字化覆蓋工程采用衛(wèi)星鏈路傳輸數(shù)據(jù)，還需額外加入衛(wèi)星調(diào)制器等設(shè)備，增加了系統(tǒng)復(fù)雜度及成本［3］。

COFDM信號(hào)饋送方案的優(yōu)點(diǎn)在于只需1個(gè)COFDM調(diào)制器，可降低建設(shè)成本；缺點(diǎn)在于仍需要COFDM信號(hào)專用的傳輸網(wǎng)絡(luò)。現(xiàn)階段，國(guó)內(nèi)多使用光纖網(wǎng)絡(luò)、微波鏈路作為信號(hào)傳輸網(wǎng)絡(luò)［4－5］，不利于單頻網(wǎng)系統(tǒng)在低成本場(chǎng)景的應(yīng)用。

RF信號(hào)饋送方案與前2種方案相比的優(yōu)勢(shì)在于：①不需要專用的傳輸網(wǎng)絡(luò)傳輸數(shù)據(jù)；②減少了COFDM調(diào)制器的數(shù)量。這2個(gè)優(yōu)點(diǎn)使得該方案與前2種方案相比成本較低［2］。但該方案的不足在于RF信號(hào)饋送方案會(huì)使用（2～5）GHz區(qū)間的頻點(diǎn)用于信號(hào)饋送，而該區(qū)間內(nèi)的頻譜資源緊張。此外，該方案引入了新的頻率通道，降低了信噪比，同時(shí)增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性和故障風(fēng)險(xiǎn)，不適用于小區(qū)等應(yīng)用場(chǎng)景［6－7］。

直放站轉(zhuǎn)發(fā)屬于無(wú)線同頻轉(zhuǎn)發(fā)，其難點(diǎn)在于解決收發(fā)天線耦合而導(dǎo)致的自激干擾問(wèn)題，且該方案在組網(wǎng)靈活性、通信質(zhì)量等方面相對(duì)較弱，也會(huì)增加額外的管理維護(hù)工作［8］。上述局限性都使得DMB新業(yè)務(wù)的推廣應(yīng)用受到限制。

此外，現(xiàn)有的單頻網(wǎng)適配器方案大都采用ARM＋FPGA的方案［9－10］，電路復(fù)雜度高，消耗的電路資源多，且需要嵌入式程序控制。因此成本較高，且維護(hù)困難。

DMB＋系統(tǒng)主要是一種小區(qū)廣播的模式，用于某個(gè)單位或某個(gè)區(qū)域內(nèi)的無(wú)線信息傳輸，采用小功率發(fā)射且成本低。傳統(tǒng)的單頻網(wǎng)實(shí)現(xiàn)方法因?yàn)閷?duì)數(shù)據(jù)傳輸網(wǎng)絡(luò)要求高，導(dǎo)致成本高、施工復(fù)雜，無(wú)法滿足需求。本文中，基于重慶郵電大學(xué)開(kāi)發(fā)的高集成度DMB發(fā)射系統(tǒng)設(shè)計(jì)了可用于DMB單頻網(wǎng)適配器電路，并提出了一種使用普通局域網(wǎng)傳輸數(shù)據(jù)，利用GPS校準(zhǔn)DMB發(fā)射機(jī)的發(fā)射時(shí)間、系統(tǒng)頻率，可用于小區(qū)和校園等小型DMB系統(tǒng)的低成本單頻網(wǎng)實(shí)現(xiàn)方法。

1 DMB單頻網(wǎng)基本理論

1.1 DMB實(shí)現(xiàn)單頻網(wǎng)關(guān)鍵技術(shù)

DMB作為專門適用于移動(dòng)場(chǎng)景應(yīng)用情況的數(shù)字廣播系統(tǒng)，在發(fā)展過(guò)程中充分考慮了無(wú)線信道會(huì)出現(xiàn)時(shí)間選擇性衰落、頻率選擇性衰落以及頻率偏移現(xiàn)象［11－12］等情況。單頻網(wǎng)也稱同步網(wǎng)，DMB的優(yōu)點(diǎn)之一就是能組建單頻同步網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)建立在DMB先進(jìn)的數(shù)字技術(shù)基礎(chǔ)上：OFDM調(diào)制、符號(hào)中加入保護(hù)間隔、頻率交織和時(shí)間交織以及信道卷積編碼。

OFDM是一種多載波調(diào)制方式，把經(jīng)過(guò)DQPSK調(diào)制后的所有正交的載波在時(shí)域混合以形成DMB的基帶信號(hào)。OFDM調(diào)制選擇合適的載波間隔，使得各個(gè)載波相互正交，相鄰載波的零點(diǎn)相互重疊［13］。由于載波之間相互重疊卻不相互干擾，OFDM有效提高了頻帶利用率。OFDM的優(yōu)點(diǎn)包括抗干擾能力強(qiáng)、頻帶利用率高、實(shí)現(xiàn)方便等。

OFDM將調(diào)制符號(hào)分布在多個(gè)載波上延長(zhǎng)每個(gè)符號(hào)的持續(xù)期，以在符號(hào)間加入保護(hù)間隔［14］。DMB系統(tǒng)將每個(gè)符號(hào)后約1／4的內(nèi)容復(fù)制到前面作為保護(hù)間隔。接收機(jī)接收直達(dá)信號(hào)和反射信號(hào)（包括來(lái)自與直達(dá)信號(hào)不同發(fā)射臺(tái)的直達(dá)信號(hào)和所有反射信號(hào)），如果這些信號(hào)的時(shí)延差小于保護(hù)間隔時(shí)間，那么這些信號(hào)不會(huì)對(duì)接收造成影響；如果這些信號(hào)的時(shí)延差大于保護(hù)間隔時(shí)間，那么反射信號(hào)會(huì)對(duì)直達(dá)信號(hào)造成一定程度的干擾，影響接收效果。不同的符號(hào)長(zhǎng)度和保護(hù)間隔有著不同的應(yīng)用。例如，模式1適合地面廣播，如表1所示。每個(gè)符號(hào)期達(dá)到1 246μs，其中246μs作為保護(hù)間隔。

表1 DMB的4種工作模式參數(shù)

上述技術(shù)的存在使得DMB系統(tǒng)在頻移及多徑干擾下仍能正確解碼數(shù)據(jù)，這些技術(shù)結(jié)合在一起就是COFDM傳輸方法。這種傳輸方法能增強(qiáng)DMB的抗多徑干擾能力，解決多徑反射問(wèn)題，是單頻網(wǎng)實(shí)現(xiàn)的基礎(chǔ)。

1.2 單頻網(wǎng)同步條件

由于保護(hù)間隔的存在，使得DMB接收機(jī)同時(shí)接收到DMB信號(hào)及其反射信號(hào)時(shí)能正確處理疊加之后的信號(hào)。這也意味著DMB允許多個(gè)發(fā)射臺(tái)使用相同的頻點(diǎn)發(fā)射同一節(jié)目。理論上，只要不同發(fā)射機(jī)發(fā)射出的RF信號(hào)能在保護(hù)間隔內(nèi)到達(dá)接收機(jī)，便能夠?qū)崿F(xiàn)單頻網(wǎng)。

DMB單頻網(wǎng)需要滿足3個(gè)同步：時(shí)間同步，頻率同步以及比特同步。時(shí)間和頻率同步后，只要是同一節(jié)目源，比特自然能達(dá)到同步［16］。為保持時(shí)間和頻率的同步，使用GPS作為參考源。

頻率同步要求各臺(tái)DMB發(fā)射機(jī)所發(fā)射的DMB信號(hào)的中心頻率是相同的［2］。根據(jù)ETI標(biāo)準(zhǔn)，頻率的精確度應(yīng)在載波間隔的1%以內(nèi)。對(duì)于模式1，其載波間隔為1kHz，即頻率精度要求在10Hz以內(nèi)［15］。

為使直達(dá)信號(hào)和反射信號(hào)在接收端的時(shí)延在可抵抗干擾范圍內(nèi)，要求各發(fā)射機(jī)時(shí)間同步，時(shí)間精度在保護(hù)間隔的5%以內(nèi)［17］。也就是說(shuō)，在12 μs以內(nèi)，確保網(wǎng)絡(luò)中所有發(fā)射機(jī)在相同時(shí)刻發(fā)射相同的內(nèi)容。

為實(shí)現(xiàn)單頻網(wǎng)，需要每個(gè)發(fā)射臺(tái)發(fā)射的RF信號(hào)的中心頻率誤差在10 Hz以內(nèi)，發(fā)射每個(gè)符號(hào)的時(shí)間誤差小于12μs。

為達(dá)到以上同步要求，DMB單頻網(wǎng)的實(shí)現(xiàn)需要依靠高精度的絕對(duì)時(shí)間和絕對(duì)頻率的參考。GPS系統(tǒng)可以全天候發(fā)送高精度的納秒級(jí)時(shí)間信息［20］。使用GPS的秒脈沖（pulse per second，PPS）作為絕對(duì)時(shí)間參考源，計(jì)算校準(zhǔn)發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的運(yùn)行頻率和DMB信號(hào)的發(fā)射時(shí)間。校準(zhǔn)后的時(shí)鐘信號(hào)也是上變頻芯片所需的參考時(shí)鐘信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)單頻網(wǎng)的設(shè)計(jì)。傳統(tǒng)的單頻網(wǎng)設(shè)計(jì)方案中，為了保證時(shí)間同步，一般都需要延遲非常小的專用網(wǎng)絡(luò)（如專用光纖、電信網(wǎng)絡(luò)等）［18－19］。

2 系統(tǒng)方案

2.1 系統(tǒng)方案原理

所設(shè)計(jì)的單頻網(wǎng)系統(tǒng)基于重慶郵電大學(xué)開(kāi)發(fā)的高集成度DMB發(fā)射系統(tǒng)，使用常見(jiàn)的局域網(wǎng)傳輸DMB數(shù)據(jù)。使用普通局域網(wǎng)可避免搭建專用網(wǎng)絡(luò)，降低了系統(tǒng)搭建成本，并增加了單頻網(wǎng)應(yīng)用場(chǎng)景。圖1為DMB單頻網(wǎng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。該單頻網(wǎng)系統(tǒng)主要包括兩部分，服務(wù)器端和發(fā)射客戶端。服務(wù)器端為1臺(tái)運(yùn)行發(fā)射軟件的服務(wù)器，發(fā)射客戶端為1臺(tái)運(yùn)行客戶端軟件的PC和1臺(tái)DMB發(fā)射機(jī)。因?yàn)閱晤l網(wǎng)中各發(fā)射客戶端應(yīng)有相同的節(jié)目數(shù)據(jù)來(lái)源，故服務(wù)器端通過(guò)局域網(wǎng)統(tǒng)一向各個(gè)發(fā)射客戶端傳輸數(shù)據(jù)。

圖1 單頻網(wǎng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

服務(wù)器端軟件的主要功能是采集DMB節(jié)目的數(shù)據(jù)，并將數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼和復(fù)用；然后通過(guò)局域網(wǎng)，服務(wù)器端將DMB幀數(shù)據(jù)發(fā)送到各發(fā)射客戶端之中。同時(shí)，服務(wù)器端實(shí)時(shí)讀取GPS模塊輸出的UTC信息，使得服務(wù)器端本地時(shí)間與GPS時(shí)間保持統(tǒng)一，從而保證服務(wù)器端本地時(shí)間與發(fā)射客戶端的本地時(shí)間一致。

傳輸幀復(fù)用器根據(jù)服務(wù)器端的系統(tǒng)時(shí)間計(jì)算時(shí)間戳，并插入傳輸幀內(nèi)。各發(fā)射客戶端的軟件接收服務(wù)器端軟件傳來(lái)的DMB幀數(shù)據(jù)，然后客戶端軟件將獲取到的DMB幀數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)發(fā)給DMB發(fā)射機(jī)。通過(guò)傳輸幀中的時(shí)間戳信息以及單頻網(wǎng)適配器模塊輸出的同步信號(hào)，配合OFDM調(diào)制模塊對(duì)傳輸幀中OFDM符號(hào)進(jìn)行精準(zhǔn)調(diào)制。

DMB發(fā)射機(jī)中的OFDM調(diào)制模塊以及上變頻模塊的時(shí)鐘都由輸出精度約為0.005 ppb、標(biāo)稱頻率為16.384 MHz的OCXO通過(guò)鎖相環(huán)倍頻產(chǎn)生。

2.2 單頻網(wǎng)適配器電路設(shè)計(jì)

單頻網(wǎng)實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵在于不同發(fā)射機(jī)之間的發(fā)射時(shí)間必須嚴(yán)格同步以確保信號(hào)不會(huì)相互干擾。各發(fā)射機(jī)的發(fā)射時(shí)間由其本振頻率和系統(tǒng)時(shí)間決定。傳統(tǒng)的DMB發(fā)射機(jī)的板載晶振受老化情況、溫度、濕度等環(huán)境因素影響，使得其輸出的頻率值與標(biāo)稱頻率存在誤差，導(dǎo)致嚴(yán)重影響單頻網(wǎng)的實(shí)現(xiàn)。這就需要實(shí)時(shí)對(duì)發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的時(shí)鐘頻率進(jìn)行校準(zhǔn)，使不同發(fā)射機(jī)能保持頻率和時(shí)間同步。本文中設(shè)計(jì)了單頻網(wǎng)適配器電路實(shí)現(xiàn)對(duì)發(fā)射系統(tǒng)時(shí)鐘的校準(zhǔn)和不同發(fā)射機(jī)的發(fā)射時(shí)間同步，保證各發(fā)射機(jī)能同步發(fā)射頻率一致且包含相同信息的RF信號(hào)。

圖2是單頻網(wǎng)適配器電路結(jié)構(gòu)框圖。該模塊包含GPS接收模塊、DAC驅(qū)動(dòng)模塊、頻率校準(zhǔn)模塊以及時(shí)間同步模塊等子模塊。DAC驅(qū)動(dòng)模塊、頻率校準(zhǔn)模塊和時(shí)間同步模塊使用FPGA進(jìn)行電路實(shí)現(xiàn)。模塊的主要信號(hào)包括：

圖2 單頻網(wǎng)適配器電路結(jié)構(gòu)框圖

1）CLK＿IN：16.384 MHz，由OCXO輸出的時(shí)鐘信號(hào)；

2）CLK＿A：24.576 MHz，時(shí)間同步模塊的運(yùn)行頻率；

3）CLK＿B：98.304 MHz，頻率校準(zhǔn)模塊的運(yùn)行頻率；

4）PPS：秒脈沖信號(hào)；

5）TX：串口輸出引腳，UTC電文通過(guò)TX輸出到時(shí)間同步模塊中；

6）PPS＿EN：經(jīng)過(guò)同步的本地的秒脈沖信號(hào)；

7）DIFF：頻率校準(zhǔn)模塊計(jì)算出的OXCO壓控電壓值；

8）V＿CTRL：DAC驅(qū)動(dòng)模塊控制OXCO的電壓信號(hào)；

9）CNT：時(shí)間同步模塊輸出的傳輸幀計(jì)數(shù)值；

10）START：時(shí)間同步模塊輸出的傳輸幀起始脈沖信號(hào)；

11）UPDATE：時(shí)間同步模塊輸出的調(diào)制符號(hào)同步信號(hào)。

頻率校準(zhǔn)模塊采用頻率校準(zhǔn)方法對(duì)98.304 MHz的時(shí)鐘頻率進(jìn)行校準(zhǔn)，使得PLL輸出24.576 MHz的時(shí)鐘。該時(shí)鐘用做時(shí)間同步模塊、OFDM編碼模塊及上變頻模塊的時(shí)鐘信號(hào)。圖3為頻率校準(zhǔn)模塊結(jié)構(gòu)框圖。

圖3 頻率校準(zhǔn)模塊結(jié)構(gòu)框圖

為控制OCXO晶振產(chǎn)生精確的頻率，消除頻率差，首先需要對(duì)頻率差值進(jìn)行檢測(cè)計(jì)算。GPS接受模塊會(huì)產(chǎn)生1 s的基準(zhǔn)信號(hào)PPS，CLK＿B為OXCO晶振產(chǎn)生N（MHz）的待測(cè)時(shí)鐘信號(hào)。

在理想條件下，CLK＿B的頻率值為：

但在實(shí)際情況下，由于環(huán)境以及晶振自身影響，OCXO晶振與標(biāo)定值存在偏差，所以CLK＿B的實(shí)際頻率值應(yīng)為：

因此，頻率差值為：

若f0＞f，即實(shí)際頻率大于理論頻率，則減小DAC模塊輸出的控制電壓值，從而減小OCXO晶振的頻率；反之，則加大OCXO晶振的頻率。頻率校準(zhǔn)原理如圖4所示。

圖4 頻率校準(zhǔn)原理示意圖

由圖4可知：該電路在實(shí)際測(cè)量時(shí)會(huì)產(chǎn)生1個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)的誤差，在2個(gè)不同的發(fā)射機(jī)之間產(chǎn)生2個(gè)時(shí)鐘之內(nèi)的誤差。若使用16.384 MHz的時(shí)鐘進(jìn)行頻率校準(zhǔn)，其檢測(cè)精度僅有51 ns，2個(gè)不同發(fā)射機(jī)之間的頻率誤差精度將擴(kuò)大到102 ns。因此，采用98.304 MHz的時(shí)鐘進(jìn)行檢測(cè)，此時(shí)的單發(fā)射機(jī)的頻率測(cè)量精度能達(dá)到10 ns。也可以繼續(xù)擴(kuò)大時(shí)鐘頻率提升測(cè)量精度。設(shè)計(jì)電路時(shí)，將閾值設(shè)置為1個(gè)時(shí)鐘周期。如果頻率差值在1個(gè)時(shí)鐘周期之內(nèi)，則不調(diào)節(jié)晶振頻率。

為了檢驗(yàn)PPS秒脈沖信號(hào)的有效性，防止噪聲干擾，需要對(duì)PPS秒脈沖進(jìn)行去抖處理。若PPS有效，則將PPS＿EN信號(hào)變?yōu)楦唠娖?，并保?個(gè)時(shí)鐘周期。

頻率校準(zhǔn)模塊根據(jù)上述算法對(duì)系統(tǒng)頻率進(jìn)行校準(zhǔn)，并輸出本地的PPS＿EN信號(hào)，為時(shí)間同步模塊提供高精度的頻率參考信號(hào)。

在獲取頻率差值后，需要控制DAC模塊驅(qū)動(dòng)DAC芯片實(shí)現(xiàn)電壓控制。由于選用的OCXO晶振輸出精度為0.005 ppb，頻率調(diào)整范圍為±0.5 ppm，控制端電壓調(diào)整范圍為0～5 V。通過(guò)倍頻之后，頻率的調(diào)整范圍應(yīng)在±50 Hz。經(jīng)實(shí)際測(cè)量發(fā)現(xiàn)，晶振的調(diào)整范圍實(shí)際在±80 Hz以內(nèi)?？紤]到晶振存在日老化等因素都會(huì)使晶振頻率發(fā)生飄移，所以設(shè)定電路誤差在頻率差值為±150 Hz以內(nèi)時(shí)會(huì)對(duì)晶振進(jìn)行誤差調(diào)整。當(dāng)頻率差值在±150 Hz以外時(shí)，可能由于系統(tǒng)剛啟動(dòng)，OXCO晶振仍在升溫導(dǎo)致頻率過(guò)低造成，還有可能是GPS模塊失鎖導(dǎo)致未輸出正確的PPS秒脈沖信號(hào)所致，該情況不調(diào)整電壓。

頻率校準(zhǔn)電路中DAC芯片選用TI公司生產(chǎn)的12位電壓輸出數(shù)／模轉(zhuǎn)換器TLV5618，輸出電壓的最小分辨率約為0.001 V。由于OCXO晶振的控制分辨率約為0.002 V／Hz，因此TLV5618完全滿足要求。

時(shí)間同步模塊的結(jié)構(gòu)如圖5所示。時(shí)間同步模塊由PLL輸出的24.576 MHz時(shí)鐘CLK＿A控制，其中CNT＿0與TF信號(hào)生成模塊用于生成傳輸幀同步的相關(guān)信號(hào)，CNT＿1與SYM信號(hào)生成模塊用于生成OFDM符號(hào)同步的相關(guān)信號(hào)，UART模塊負(fù)責(zé)解析GPS信號(hào)中的UTC時(shí)間。

圖5 時(shí)間同步模塊結(jié)構(gòu)框圖

時(shí)間同步模塊生成的3種同步信號(hào)分別用作傳輸幀同步、傳輸幀起始同步和OFDM符號(hào)同步。其中，CNT信號(hào)是記錄第幾個(gè)傳輸幀的信號(hào)。START信號(hào)為傳輸幀起始脈沖，UPDATE信號(hào)為OFDM符號(hào)同步信號(hào)，UPDATE翻轉(zhuǎn)1次，時(shí)間到達(dá)OFDM的符號(hào)長(zhǎng)度時(shí)UPDATE再次翻轉(zhuǎn)。

在DMB模式1中，1個(gè)OFDM符號(hào)的長(zhǎng)度為1 246μs，1個(gè)傳輸幀包含77個(gè)OFDM符號(hào)，因此1個(gè)傳輸幀的持續(xù)時(shí)間為96 ms。125個(gè)傳輸幀的持續(xù)長(zhǎng)度為12 s，故設(shè)定第0、12、24、36、48 s時(shí)傳輸?shù)?個(gè)傳輸幀。CNT＿0的計(jì)數(shù)范圍為0～124，CNT＿1的計(jì)數(shù)范圍為0～76。

本文中所設(shè)計(jì)的單頻網(wǎng)系統(tǒng)，數(shù)據(jù)以傳輸幀的形式通過(guò)局域網(wǎng)饋送，傳輸幀的幀計(jì)數(shù)值CNT作為時(shí)間戳保存在傳輸幀中。發(fā)射機(jī)解析收到的傳輸幀時(shí)間戳信息得到該幀的發(fā)射時(shí)間，然后在START信號(hào)上升沿到達(dá)時(shí)判斷是否為該幀的發(fā)射時(shí)間。如果是該幀的發(fā)射時(shí)間，則開(kāi)始調(diào)制傳輸幀的相位參考符。同時(shí)，START信號(hào)啟動(dòng)CNT＿1計(jì)數(shù)，使得調(diào)制完相位參考符號(hào)之后UPDATE信號(hào)立即改變，從而啟動(dòng)OFDM模塊調(diào)制新的符號(hào)。直到調(diào)制完77個(gè)OFDM符號(hào)，1次完整的傳輸幀調(diào)制全部實(shí)現(xiàn)。

上述通過(guò)3種同步信號(hào)控制傳輸幀符號(hào)調(diào)制的設(shè)計(jì)方案使得單頻網(wǎng)中各個(gè)發(fā)射機(jī)在調(diào)制每個(gè)傳輸幀以及每個(gè)OFDM符號(hào)時(shí)都能實(shí)現(xiàn)同步。設(shè)計(jì)方案也為實(shí)現(xiàn)低成本的局域網(wǎng)傳輸方案提供了可行性。在傳輸幀的發(fā)射端和接收端都設(shè)置一定的傳輸幀緩存，發(fā)射臺(tái)根據(jù)時(shí)間戳信息從緩存中得到正確的傳輸幀進(jìn)行調(diào)制發(fā)射，解決了局域網(wǎng)因存在網(wǎng)絡(luò)波動(dòng)和傳輸延時(shí)而造成的單頻網(wǎng)系統(tǒng)中各發(fā)射臺(tái)無(wú)法持續(xù)穩(wěn)定地同步調(diào)制傳輸幀的問(wèn)題。

3 系統(tǒng)測(cè)試

3.1 信號(hào)同步測(cè)試

選擇Cyclone IV系列型號(hào)為EP4C6F17C8的FPGA作為驗(yàn)證平臺(tái)。GPS接收模塊使用秒脈沖精度在30 ns以內(nèi)的NEO－6M模塊。發(fā)射機(jī)系統(tǒng)時(shí)鐘是由OCXO晶振輸出的16.384 MHz時(shí)鐘，其輸出穩(wěn)定度為5 ppb。對(duì)單頻網(wǎng)適配器電路進(jìn)行綜合，顯示電路共消耗1 635個(gè)邏輯單元，995個(gè)寄存器。

如圖6所示，用1個(gè)服務(wù)器端和2個(gè)發(fā)射客戶端組成DMB單頻網(wǎng)測(cè)試平臺(tái)。2個(gè)發(fā)射客戶端PC與服務(wù)器端PC的IP地址在局域網(wǎng)的同一網(wǎng)段內(nèi)，并將單頻網(wǎng)適配器電路加入發(fā)射機(jī)電路之中。設(shè)置兩路發(fā)射機(jī)RF信號(hào)的中心頻率為185.360 MHz。連接發(fā)射客戶端的軟件與服務(wù)器端的軟件，進(jìn)行信號(hào)同步測(cè)試。

圖6 單頻網(wǎng)測(cè)試系統(tǒng)示意圖

圖7為OXCO晶振頻率校準(zhǔn)結(jié)果。圖7（a）的前70 s，由于發(fā)射機(jī)剛啟動(dòng)，恒溫晶振的恒溫槽正在加熱使得頻率逐漸升高，當(dāng)頻率差值進(jìn)入設(shè)定的150 Hz之內(nèi)時(shí)，頻率校準(zhǔn)電路開(kāi)始對(duì)98.304 MHz的時(shí)鐘進(jìn)行校準(zhǔn)，頻率值最終在120 s時(shí)達(dá)到穩(wěn)定，并基本保持不變。圖7（b）顯示了頻率穩(wěn)定后的數(shù)據(jù)，頻率差基本穩(wěn)定在1個(gè)時(shí)鐘周期之內(nèi)，這是由電路本身結(jié)構(gòu)決定的，可認(rèn)為頻率保持不變。從發(fā)射臺(tái)冷啟動(dòng)至開(kāi)始發(fā)送，所需時(shí)間大于2 min，故頻率校準(zhǔn)電路可滿足單頻網(wǎng)系統(tǒng)正常運(yùn)行條件。

圖7 晶振頻率校準(zhǔn)曲線

圖8顯示了GPS模塊失鎖時(shí)，無(wú)法輸出PPS秒脈沖信號(hào)，此時(shí)OXCO晶振頻率的變化情況。圖9測(cè)試了失鎖3 min后頻率的變化情況?？梢园l(fā)現(xiàn)：在第620～720 s，頻率保持不變，這是由于沒(méi)有PPS秒脈沖信號(hào)，使得頻率校準(zhǔn)電路無(wú)法正常計(jì)算頻率值，所以輸出保持不變。在GPS模塊恢復(fù)鎖定之后，頻率校準(zhǔn)電路正常工作，OXCO晶振輸出頻率依然保持在設(shè)定值。

圖8 GPS失鎖情況下頻率

圖9為START信號(hào)同步測(cè)試的結(jié)果。從圖9（a）中可以看出：2個(gè)傳輸幀之間發(fā)送的時(shí)間間隔約為96 ms，為1個(gè)傳輸幀數(shù)據(jù)的時(shí)間長(zhǎng)度。從圖9（b）中可以看出：2個(gè)發(fā)射機(jī)輸出的START信號(hào)的時(shí)間差為22 ns。多次測(cè)量后發(fā)現(xiàn)，2個(gè)發(fā)射機(jī)START信號(hào)的時(shí)間差保持在50 ns以內(nèi)。

圖9 START信號(hào)同步測(cè)試結(jié)果

圖10為測(cè)試UPDATE信號(hào)的同步測(cè)試結(jié)果。圖10（a）表明：2個(gè)發(fā)射機(jī)輸出的UPDATE信號(hào)能保持同步，且UPDATE信號(hào)每1 246μs翻轉(zhuǎn)1次，是1個(gè)OFDM符號(hào)的持續(xù)時(shí)間。從圖10（b）中可以看出：2個(gè)發(fā)射機(jī)輸出的UPDATE信號(hào)的時(shí)間差為44 ns。經(jīng)多次測(cè)量發(fā)現(xiàn)，2個(gè)發(fā)射機(jī)UPDATE信號(hào)的時(shí)間差保持在50 ns以內(nèi)。

圖10 UPDATE信號(hào)同步測(cè)試結(jié)果

圖11為兩路發(fā)射機(jī)輸出的IQ基帶信號(hào)的同步測(cè)試結(jié)果。通過(guò)測(cè)量可得：2臺(tái)發(fā)射機(jī)輸出的IQ基帶信號(hào)的時(shí)間差為74 ns。經(jīng)多次測(cè)量發(fā)現(xiàn)，2臺(tái)發(fā)射機(jī)輸出的IQ基帶信號(hào)的時(shí)間差在100 ns以內(nèi)。

圖11 IQ基帶信號(hào)同步測(cè)試結(jié)果

圖12是測(cè)量不同發(fā)射機(jī)上變頻后輸出的RF信號(hào)的同步測(cè)試結(jié)果。傳輸幀第1個(gè)零符號(hào)結(jié)束、第2個(gè)符號(hào)剛開(kāi)始時(shí)，水平標(biāo)度為4μs，測(cè)量出兩路發(fā)射機(jī)輸出的RF信號(hào)時(shí)間差為380 ns。經(jīng)過(guò)多次測(cè)量發(fā)現(xiàn)，兩路RF信號(hào)的時(shí)間差保持在0.5μs以內(nèi)。

圖12 射頻信號(hào)中零符號(hào)的同步測(cè)試結(jié)果

圖13顯示了2臺(tái)發(fā)射機(jī)輸出的RF信號(hào)的測(cè)試結(jié)果?？梢钥闯觯?臺(tái)發(fā)射機(jī)輸出射頻信號(hào)的中心頻率偏差分別為9.6、9.5 Hz，兩路發(fā)射機(jī)的頻率偏差為0.1 Hz。

圖13 射頻信號(hào)頻譜測(cè)試結(jié)果

3.2 校園測(cè)試

如圖14所示，在校園內(nèi)設(shè)立2個(gè)發(fā)射客戶端組建DMB單頻網(wǎng)系統(tǒng)，其中發(fā)射客戶端分別位于圖14中左下角與右上角。2個(gè)發(fā)射客戶端的直線距離約為1 000 m，校園覆蓋面積約為500 000 m2。圖14中左下角發(fā)射客戶端的發(fā)射機(jī)功率為5 W，右上角發(fā)射客戶端的發(fā)射機(jī)功率為3.5W。2個(gè)發(fā)射客戶端發(fā)射機(jī)的RF信號(hào)的中心頻率為185.360 MHz。

圖14 發(fā)射臺(tái)與測(cè)試路線及地點(diǎn)示意圖

測(cè)試過(guò)程中，校內(nèi)地形以及建筑物的阻擋會(huì)影響不同地點(diǎn)信號(hào)的接收效果。另外，DMB接收機(jī)測(cè)量偽誤碼率（PBER）值存在誤差且并不固定。同時(shí)，手持頻譜儀會(huì)隨著天線位置的移動(dòng)，根據(jù)受建筑物的阻擋情況導(dǎo)致顯示的信號(hào)強(qiáng)度在一定范圍內(nèi)波動(dòng)。因此，使用多次測(cè)量之后得到的平均值作為最終的測(cè)試結(jié)果。

表2列出了校園內(nèi)4個(gè)測(cè)試地點(diǎn)的信號(hào)強(qiáng)度與PBER值的變化情況，分別為2個(gè)發(fā)射機(jī)單獨(dú)工作以及2個(gè)發(fā)射機(jī)協(xié)同工作組建單頻網(wǎng)的情況。

表2 測(cè)試地點(diǎn)信號(hào)強(qiáng)度與PBER變化情況

從RF信號(hào)的強(qiáng)度來(lái)看，工作在單頻網(wǎng)模式下的發(fā)射機(jī)整體信號(hào)強(qiáng)度均大于只有1個(gè)發(fā)射機(jī)工作時(shí)的信號(hào)強(qiáng)度。處在單頻網(wǎng)模式時(shí)，DMB接收機(jī)的誤碼率均有降低，能穩(wěn)定地接收到射頻信號(hào)。

4 結(jié)論

設(shè)計(jì)了一種基于局域網(wǎng)的DMB單頻網(wǎng)實(shí)現(xiàn)方案，并設(shè)計(jì)了一款可用于DMB單頻網(wǎng)系統(tǒng)的單頻網(wǎng)適配器電路。該單頻網(wǎng)適配器電路配合OFDM調(diào)制模塊能夠?qū)崿F(xiàn)2臺(tái)發(fā)射機(jī)輸出的IQ基帶信號(hào)時(shí)間差小于0.1μs的目標(biāo)。相比CPU＋FPGA架構(gòu)或其他FPGA架構(gòu)的單頻網(wǎng)適配器電路，其控制方式速度快，電路規(guī)模更小。同時(shí)，上變頻后輸出的RF信號(hào)的時(shí)間差在0.5μs之內(nèi)，中心頻率偏差約為0.1 Hz。戶外測(cè)試結(jié)果表明：在約500 000 m2的校園區(qū)域內(nèi)，使用單頻網(wǎng)適配器的發(fā)射機(jī)組建單頻網(wǎng)系統(tǒng)后，RF信號(hào)強(qiáng)度得到提升，PBER值得到顯著降低，實(shí)現(xiàn)了單頻網(wǎng)系統(tǒng)的目標(biāo)效果。此外，該單頻網(wǎng)的實(shí)現(xiàn)方案不需要建設(shè)專用信號(hào)傳輸網(wǎng)絡(luò)，降低了DMB單頻網(wǎng)的架設(shè)成本，適合小區(qū)、校園等運(yùn)行小型DMB系統(tǒng)的區(qū)域?qū)崿F(xiàn)低成本單頻網(wǎng)，有助于擴(kuò)大DMB系統(tǒng)的應(yīng)用范圍。