基于TL494的推挽升壓型直流轉換裝置

龔紅超，梅建偉，張元松

（湖北汽車工業(yè)學院 電氣與信息工程學院，湖北 十堰442002）

DC-DC 變換電路的拓撲結構，按開關管的連接方式區(qū)分，有單端式、半橋式、全橋式和推挽式［1］，其中推挽拓撲具有電氣隔離、結構簡單、自升壓能力等優(yōu)點，因而被廣泛應用在各種低電壓輸入的直流變換電路中［2］，但是采用傳統(tǒng)推挽拓撲結構的開關電源，隨著輸出功率的提升，變壓器體積越來越大，控制電路實現復雜，散熱情況不理想，在一些低壓大電流等特殊供電場合下，惡劣的工作環(huán)境對開關電源的電氣性能、能量轉換效率、抗干擾性提出了更高的要求。文獻［3］通過改進推挽拓撲結構，在變壓器中心抽頭處，增加1個開關管，通過調節(jié)中心抽頭處開關管的占空比來調節(jié)輸入電壓，此結構可等效為BOOST 電路和推挽電路兩級升壓，這種拓撲具有結構緊湊、升壓效果明顯等優(yōu)點，但是主電路使用硬開關電路，造成的損耗也比較大。文獻［4］通過增加輔助開關和諧振電容實現主開關和輔助開關的零電壓導通和關斷，降低開關管的損耗和EMI 噪音，并通過MATLAB 仿真工具對其建立的小信號模型進行了驗證，但是對于改進拓撲降低損耗方面沒有給出具體分析。鑒于此，文中提出采用2組高頻變壓器并聯的推挽升壓拓撲，并聯結構可以減小單組變壓器功率應力，在同等功率等級下，MOS 管所承受的電流應力只有單變壓器結構開關電源的一半，因此可采用對參數要求更低的磁性元件和濾波元件來降低開發(fā)成本和減小變換器體積。此種結構的開關電源還可以達到降低開關電源變壓器熱應力、提升變換器功率密度的目的，可應用在使用電池供電的各種功率變換場合。

1 系統(tǒng)總體結構設計

推挽式開關電源總體結構如圖1 所示。系統(tǒng)的主要組成部分為輸入輸出濾波電路、兩路推挽升壓電路、電流電壓檢測電路、TL494控制電路，過壓欠壓保護、過流過熱保護電路［5］。24 VDC 輸入電壓經濾波電路濾除雜波，在兩路變壓器和整流濾波電路作用下變?yōu)橹绷鞲邏?。為保證穩(wěn)定的電壓輸出和較低的紋波，采用電壓外環(huán)、電流內環(huán)的控制電路，在主電路輸出端通過電壓、電流檢測電路實時檢測輸出電壓電流信號，取樣信號與TL494控制器內部誤差比較器比較，調節(jié)PWM 占空比，四路PWM 信號驅動主電路上的開關管，形成閉環(huán)控制維持系統(tǒng)穩(wěn)定，同時系統(tǒng)還具備輸入過壓、過流保護以及軟起動等功能。

圖1 系統(tǒng)總體結構圖

2 原理分析

2.1 主電路原理分析

改進推挽電路主拓撲如圖2所示，變壓器次級由全橋整流電路和LC 濾波電路構成，采用并聯的方式連接，變壓器T1-T2 各承受一半的輸出功率。開關管Q1～Q4 各有1 個獨立的激勵源，drive1～drive4 為控制MOSFET 導通關斷的驅動信號，其中Q1、Q3驅動波形完全相同，Q2、Q4驅動波形完全相同，在4 路驅動PWM 信號下Q1、Q3 和Q2、Q4 交替導通關斷。L1 為濾波電感，C1 為濾波電容，為了直觀地分析主電路的原理，假設電阻R1為純電阻負載，二極管D1～D8 正向壓降為零，4 個MOS管瞬時導通關斷，導通壓降為零。

圖2 主電路拓撲結構及電流流向圖

圖3 是電路工作時各個時刻電壓電流參考波形，V1為drive1 和drive3 的電壓波形，V2為drive2 和drive4 的電壓波形，UO為變壓器副邊繞組輸出電壓，i1為不同時刻T1 副邊繞組的電流，i2不同時刻T2副邊繞組的電流，iL為電感電流。

圖3 電路工作各個時刻電壓電流波形

推挽升壓主電路單個周期內的工作過程如下：

1）t0～t1時刻 在PWM 驅動信號作用下，Q1 導通、Q2截止；Q3導通、Q4截止。輸入電壓分別通過Q1、Q3施加到T1、T2的原邊繞組N1、N4，初級線圈內的電流開始慢慢增加，在Q1、Q3 導通時，Q2、Q4內承受的電壓為2倍電源電壓，電感電流在電壓作用下慢慢增大，在t0～t1時刻電流流向如圖2 所示，電流分別經過D1、D5和C1流向R1正極。

2）t1～t2時刻 無外部PWM驅動信號輸入，4個開關管均截止，Q1～Q4 兩端的電壓均為電源電壓Vin，由于MOS 管均處于截止狀態(tài)，因此2 個變壓器的4 個原邊繞組中均無電流，儲存在L1 中能量開始釋放，電感電流下降。

3）t2～t3時刻 Q1截止，Q2導通，Q3截止，Q4導通，此時輸入電壓分別被施加在T1、T2的原邊繞組兩端，D2、D3、D6、D7 導通，電感電流iL1逐漸增加，變壓器副邊繞組電流經過D3、D7以及濾波電路流向R1正極。t2～t3時刻電流流向如圖2所示。

4）t3～t4時刻 4 個開關管均截止，L1 中電流通過二極管續(xù)流，電感電流下降。電路工作狀態(tài)同t1～t2時刻。

2.2 電壓電流控制方案

為了保持系統(tǒng)工作時電壓和電流的穩(wěn)定，采用電壓外環(huán)、電流內環(huán)的控制方案。電壓環(huán)的基準值與電壓環(huán)反饋的誤差值作為電流環(huán)的給定，在電路工作初期，因為輸出電壓沒有達到電壓基準值，只有1 個電流環(huán)在發(fā)揮作用，輸出電流被限幅，保持恒定電流輸出，隨著輸出電壓的增大，當電路輸出電壓達到了電壓基準值后，電壓環(huán)開始作用，輸出電壓被限幅，電路為恒定電壓輸出［6］。圖4為雙閉環(huán)控制框圖，Vref為電壓基準值，If為電流環(huán)工作時的電流反饋值，Uf為電壓環(huán)工作時電壓反饋值。

圖4 雙閉環(huán)控制框圖

3 硬件電路設計

3.1 技術參數

開關管的選取與電路整體穩(wěn)定性以及系統(tǒng)轉換效率有著密切的關系，決定開關管性能的參數較多，需要根據實際電路情況選取合適的MOS管，輸入電壓Vin為24 V，輸出電壓為72 V，系統(tǒng)工作頻率為67 kHz，最大功率為600 W。

電路正常工作條件下，MOS 管可以承受的最大正向電壓至少為輸入電壓的2.6倍，即漏源極耐壓值Uds為62.4 V。由于雙變壓器結構可以有效減少功率MOS 管的電流應力，單個變壓器的功率為300 W，MOS管最大漏極電流為

式中：η為電源效率，取值0.90。計算得Id為13.9 A，可以看出同等功率等級條件下，雙變壓器結構的開關電源與傳統(tǒng)隔離變壓器的開關電源相比，MOS管所承受的電流應力減半。

3.2 控制電路

TL494是PWM控制芯片，TL494內部有鋸齒波振蕩器、死區(qū)時間比較器及2 個誤差比較器，芯片工作頻率可達300 kHz。TL494控制電路見圖5。

圖5 控制回路

系統(tǒng)的工作頻率由TL494 芯片內置的振蕩器決定，腳5 和腳6 與內部振蕩器相連接，外部接RC電路的電阻RT和電容CT，電容充電至3 V時開始放電，振蕩器頻率fs計算公式為

式中：RT取15 kΩ；CT取1 nF。通過計算得到fs約為

67 kHz。

芯片腳4為死區(qū)時間控制端，為了防止因高頻變壓器漏感導致的電壓尖峰，電源在設計時采用了軟起動保護，在參考電壓Vref與腳4之間接入3個緩沖電容，當電源接通瞬間，死區(qū)時間控制端電壓為Vref，MOS管截止；當3個緩沖電容開始慢慢充電，芯片死區(qū)控制端電位慢慢下降，開關管導通時間緩慢增加，當達到開關管的導通壓降時，輸出電壓開始上升，完成軟起動。

3.3 電壓電流檢測電路設計

為了實現閉環(huán)控制和反饋調節(jié)，在主電路輸出端增加了電壓采樣電路和電流采樣電路，通過取樣電阻采集的電流信號先通過一階低通濾波器濾除高頻雜波信號，再通過兩級運放電路將放大的電流信號傳輸到TL494 誤差比較器。電流采樣電路原理圖如圖6所示。

圖6 電流檢測電路

LM158運算放大器價格便宜，放大和抗干擾特性較好，電壓檢測電路通過LM158 構成的電壓跟隨器實現，輸出高壓信號經過電阻分壓，取樣電壓信號先經過電容濾波，再將電壓信號傳輸到運算放大器LM158 同相輸入端，輸入電阻R456 阻抗近似無窮大，輸入輸出電壓相等，實現對輸出電壓實時跟隨，電壓檢測電路如圖7所示。

圖7 電壓檢測電路

4 高頻變壓器設計

高頻變壓器是推挽升壓電源中非常重要的部分，變壓器的性能往往決定著電源的質量，結合實際應用，對變壓器的具體參數進行設計。采用AP法來選擇磁芯，AP法即根據變壓器傳輸功率求出磁芯窗口面積和磁芯有效面積的乘積［7］，查表找出磁芯編號和計算設計變壓器原副邊繞組匝數以及繞組銅線線徑。

4.1 磁芯選型

變壓器視在功率計算如下：

式中：PT為中心抽頭變壓器的視在功率；PO為單個高頻變壓器的輸出功率，取300 W。計算得PT約為771 W。利用AP法計算公式［8］計算：

式中：Bw為磁芯的磁通密度，取0.16 T；Kc為繞組窗口使用系數(Kc＜1)，取值為0.4；Ks為波形系數，取值為4；fs為開關的工作頻率，取67 kHz；J為導線電流密度，取4 A·mm2。計算得到Ap為11 243 mm4?？紤]20%的安全裕量，則Ap為13 492 mm4，ETD34型鐵芯鐵氧體材料磁芯的磁芯有效截面積AE為97.4 mm2，磁芯窗口面積AW為171.1 mm2，通過計算得到AP為16 665 mm4，有足夠的安全裕量，故選擇ETD34為所需磁芯型號。

4.2 原副邊繞組匝數計算

由電磁感應定律，計算變壓器原邊繞組匝數為

式中：Vin_min為電源輸入電壓最小值；D為占空比，取0.4；Ton為開關管導通時間；ΔB為Ton內的磁通變化量，取0.32 T；AE為97.4mm2。通過式（5）計算得出N1為4 匝，N1、N2匝數相同。變壓器副邊繞組輸出電壓為72 V。

根據原副邊繞組電壓比和匝數比相等的規(guī)律計算副邊繞組匝數：

式中：u1、u3分別為原邊和副邊繞組電壓，u3取72 V，u1取24 V。計算得副邊繞組匝數為12匝。

4.3 繞組導線線徑的計算

根據輸入功率計算原邊繞組輸入電流平均值，計算得每個原邊繞組平均電流為

4.4 變壓器損耗計算

變壓器的損耗分為導線銅損耗以及磁芯損耗，磁芯鐵損耗為固定損耗，由磁芯材料決定的，減小變壓器的損耗主要要減小銅損耗。根據斯蒂芬-玻爾茲曼定律，當某個物體溫度升到比周圍物體溫度高時，會向周圍環(huán)境熱傳遞。假定熱能全部均勻消耗在繞組銅線和鐵芯上的，原副邊繞組電阻為

Rp1=M(N1+N2)ρ1, Rp2=M(N3)ρ2（11）

式中：Rp1、Rp2分別為原邊繞組和副邊繞組的電阻；M為平均每匝導線長度，取7.1 cm；ρ1和ρ2為電阻率，ρ1取82.8 μΩ·cm-1，ρ2取165.8 μΩ·cm-1。求得Rp1為4.8×10-3Ω，Rp2為1.5×10-2Ω。導線銅耗分別為

式中：Ppcu為原邊繞組的銅耗；Pscu為副邊繞組的銅耗。計算得Ppcu為0.37 W，Pscu為0.24 W?？傘~耗為

計算頻率為67 kHz時磁芯鐵損耗為

式中：Wp為變壓器單位質量磁芯鐵損耗；Wtfe為鐵芯重量，取0.04 kg?？倱p耗為

此損耗功率對應變壓器溫升在25℃以內，損耗功率占總功率約在0.36%左右，傳統(tǒng)單變壓器推挽電路有載損耗在1%左右，甚至到3%，由此可以看出，雙變壓器技術有助于降低變壓器損耗，提升開關電源轉換效率。

5 仿真實驗結果

結合上述分析的系統(tǒng)工作原理，利用MATLAB中的Simulink 工具對變換器主電路電壓進行仿真實驗，輸入電壓為24 VDC，輸出電壓為72 VDC，占空比設置為40%，工作頻率為67 kHz，負載為1 Ω純阻性負載。系統(tǒng)主電路工作時，電路波形如圖8～10 所示。從圖10 可以看出，輸出電壓在0.015 s左右達到穩(wěn)態(tài)值。

圖8 開關管驅動PWM信號

圖9 變壓器副邊繞組電壓波形

圖10 負載兩端電壓波形

由于開環(huán)無法達到穩(wěn)態(tài)期望值72 V，建立閉環(huán)仿真進一步分析，設定輸出電壓基準值為72 V，輸出電壓采樣值與基準值的誤差作為電流環(huán)給定，通過雙閉環(huán)的環(huán)路網絡調節(jié)兩路開關管PWM驅動信號。圖11 為開關管漏源（DS）極兩端電壓波形，圖12為負載發(fā)生跳變時輸出電壓波形。從圖11的波形可以觀察到，開關管關斷后，其漏源極承受的電壓為48 V，即2 倍的輸入電壓，與理論分析結果一致。從圖12 可以看出，負載兩端電壓波形輪廓良好，紋波很小，系統(tǒng)啟動后，輸出電壓快速上升，但是超調量很小，在0.02 s 左右達到穩(wěn)態(tài)期望值72.00 V，在0.1 s 切入重載后，電壓跌落了0.04 V，在0.15 s 切入輕載狀態(tài)后，輸出電壓陡增，電壓上沖值為0.03 V，均通過環(huán)路網絡調節(jié)PWM，輸出電壓很快恢復穩(wěn)態(tài)。因此可知此PID 參數是可行的選擇，環(huán)路網絡設計合理，對過沖的抑制能力較好，由切換負載前后的變化看出變換器動態(tài)性能較好，改善了推挽電路瞬態(tài)特性。

圖11 開關管DS兩端電壓波形

圖12 輸出端負載的電壓波形

6 結論

文中設計了雙變壓器架構的推挽升壓直流轉換裝置，理論計算結合仿真實驗對系統(tǒng)的工作特性進行了驗證。同等功率等級條件下，開關管承受的電流應力只有單一變壓器結構開關電源的一半；變壓器損耗功率為總功率的0.36%，減少了變壓器損耗，提升了低壓大電流場合中開關電源的轉換效率和功率密度；建立了雙閉環(huán)控制器，由切換負載前后的變化看出變換器動態(tài)性能較好。后續(xù)對于閉環(huán)的PID 參數可進一步優(yōu)化，提升動態(tài)響應速度，另外可考慮調整變壓器設計，提升輸出功率，或在實際應用中采用碳化硅等新型材料的功率開關器件，更大地降低開關損耗，提高變換器轉換效率。