基于內(nèi)置溫度傳感器的碳化硅功率模塊結(jié)溫在線提取方法

劉 平 李海鵬 苗軼如 陳常樂 黃守道

基于內(nèi)置溫度傳感器的碳化硅功率模塊結(jié)溫在線提取方法

劉 平 李海鵬 苗軼如 陳常樂 黃守道

（湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院 長沙 410082）

碳化硅（SiC）MOSFET具有耐壓高、開關(guān)速度快、導(dǎo)通損耗低等優(yōu)點，將越來越廣泛地應(yīng)用于高效、高功率密度場合。在這些應(yīng)用場合中，SiC MOSFET面臨著嚴(yán)峻的可靠性考驗，而結(jié)溫的在線準(zhǔn)確提取是實現(xiàn)器件壽命預(yù)測和可靠性評估的重要基礎(chǔ)。該文提出一種基于功率模塊內(nèi)置負(fù)溫度系數(shù)（NTC）溫度傳感器的器件結(jié)溫在線提取方法。首先建立考慮多芯片熱耦合效應(yīng)的內(nèi)置溫度傳感器至功率芯片的熱網(wǎng)絡(luò)模型，并建立SiC MOSFET的損耗快速計算方法；通過有限元仿真提取熱網(wǎng)絡(luò)模型的阻抗參數(shù)，并驗證該熱網(wǎng)絡(luò)參數(shù)在不同邊界條件下的穩(wěn)定性。仿真和實驗結(jié)果表明，所提出的結(jié)溫在線估計方法能夠準(zhǔn)確地獲得器件的動態(tài)結(jié)溫，且熱網(wǎng)絡(luò)模型參數(shù)不受環(huán)境溫度、散熱條件等邊界條件變化的影響，適用于實際任務(wù)剖面下的結(jié)溫監(jiān)測與壽命 預(yù)測。

負(fù)溫度系數(shù)溫度傳感器 SiC MOSFET 熱網(wǎng)絡(luò)模型 芯片溫度

0 引言

碳化硅（Silicon Carbide, SiC）MOSFET作為典型的寬禁帶半導(dǎo)體器件，具有高開關(guān)速度、低導(dǎo)通損耗和高熱導(dǎo)率等優(yōu)點，可以減小電感、電容和散熱器等元器件的體積，大幅提升系統(tǒng)的功率密度，非常適用于高效、高功率密度需求場合[1]，近年來已逐步應(yīng)用于電氣化交通領(lǐng)域[2-3]。隨著SiC器件的推廣應(yīng)用，其健康管理和可靠性評估也越來越受到學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的關(guān)注[4]。由電力電子系統(tǒng)可靠性調(diào)研報告可知，電力電子變流器中約有34%的失效是由功率器件引起[5]，其中由熱應(yīng)力引起的器件失效占比高達(dá)55%[6]。根據(jù)試驗統(tǒng)計數(shù)據(jù)和失效機理分析，功率器件在失效前所經(jīng)歷的溫度循環(huán)周期主要由結(jié)溫擺幅Δj、最高結(jié)溫j.max和平均結(jié)溫j.ave等因素決定[7]，而SiC功率模塊具有功率密度高、封裝緊湊和耐高溫等特點，其運行結(jié)溫更高且結(jié)溫波動更大。因此，器件結(jié)溫的精準(zhǔn)在線提取是其壽命預(yù)測、健康管理和可靠性評估的基礎(chǔ)[8]。

目前，功率器件結(jié)溫提取方法主要有光學(xué)測量法、物理接觸法、熱網(wǎng)絡(luò)模型法和熱敏電參數(shù)法四類[9]。其中，熱敏電參數(shù)法和熱網(wǎng)絡(luò)模型法能夠滿足非侵入、可在線集成的要求。熱敏電參數(shù)法是通過測量對結(jié)溫敏感性強的外部電氣參數(shù)來逆向預(yù)估芯片的溫度，被認(rèn)為是極具應(yīng)用前景的結(jié)溫檢測方法[9]。然而，現(xiàn)階段的熱敏電參數(shù)法也還存在相應(yīng)的缺陷，如影響器件正常的運行[10-11]、測量參數(shù)靈敏度過低、極易受到干擾[12-14]等，應(yīng)用于復(fù)雜工況時會受到很大的限制，且目前的研究也主要聚焦于熱敏電參數(shù)的溫度特性和離線校正，較少涉及實際工況下結(jié)溫的在線測量和SiC器件的結(jié)溫提取研究[9, 15]。熱網(wǎng)絡(luò)模型法[16-18]是基于器件的實時損耗與瞬態(tài)熱阻抗網(wǎng)絡(luò)模型，通過實時計算或離線查表估算芯片結(jié)溫及其變化趨勢，優(yōu)點是無需外部測量電路，在獲得準(zhǔn)確而穩(wěn)定的熱網(wǎng)絡(luò)模型參數(shù)和損耗計算值的條件下，易于準(zhǔn)確地在線提取器件結(jié)溫。然而，傳統(tǒng)的包含功率模塊外部條件的熱網(wǎng)絡(luò)模型具有很大的局限性：以模塊基板溫度為參考點時，需要在模塊基板開槽埋設(shè)熱電偶，熱電偶的埋設(shè)位置也會對最終模塊內(nèi)部芯片熱狀態(tài)估計結(jié)果造成很大影響[19]；以環(huán)境溫度為參考點時，則需要獲得導(dǎo)熱硅脂和散熱器的熱阻抗，而導(dǎo)熱硅脂的老化會導(dǎo)致硅脂層的熱阻抗發(fā)生較大的變化，冷卻風(fēng)扇故障或液冷循環(huán)系統(tǒng)故障時散熱器的熱阻抗也會發(fā)生大幅的變化，導(dǎo)致溫度估計結(jié)果產(chǎn)生較大誤差[15]。

現(xiàn)有功率模塊基本都內(nèi)置有負(fù)溫度系數(shù)（Negative Temperature Coefficient, NTC）溫度傳感器，但NTC傳感器并不能直接準(zhǔn)確地反映器件結(jié)溫，通常只用于模塊的內(nèi)部溫度監(jiān)測和過載過溫保護(hù)[20]。目前僅有極少量文獻(xiàn)[21-23]研究了基于NTC溫度傳感器實現(xiàn)器件的動態(tài)結(jié)溫提取。文獻(xiàn)[21-22]采用實驗測試的方法獲取IGBT模塊的熱網(wǎng)絡(luò)參數(shù)，但忽略了二極管的熱阻抗及芯片之間的熱耦合效應(yīng)，而且缺乏不同邊界條件下的有效性驗證。文獻(xiàn)[23]建立了以NTC熱敏電阻為參考的簡化IGBT熱網(wǎng)絡(luò)模型，得到芯片估計溫度用于逆變器熱優(yōu)化控制，但其研究側(cè)重點為逆變器的熱優(yōu)化控制，并未詳細(xì)討論熱建模過程和散熱條件邊界條件對熱網(wǎng)絡(luò)模型的影響。

鑒于此，本文提出了一種基于功率模塊內(nèi)置溫度傳感器的功率模塊結(jié)溫在線提取方法。該方法以功率模塊內(nèi)置NTC傳感器作為溫度參考點，建立考慮熱耦合效應(yīng)的內(nèi)置NTC傳感器至功率芯片的新型熱網(wǎng)絡(luò)模型。該熱網(wǎng)絡(luò)模型對模塊外部導(dǎo)熱硅脂老化和散熱器熱阻變化不敏感，結(jié)合準(zhǔn)確的損耗在線計算可以實現(xiàn)器件結(jié)溫的準(zhǔn)確在線提取。本文通過有限元仿真提取熱網(wǎng)絡(luò)模型參數(shù)，結(jié)合NTC傳感器和SiC MOSFET的實時損耗計算實現(xiàn)對SiC MOSFET功率模塊內(nèi)部芯片結(jié)溫的在線提取。最后通過實驗和有限元仿真驗證了所提方法的可行性和有效性。

1 熱網(wǎng)絡(luò)模型建模

1.1 以內(nèi)置NTC傳感器為參考點的熱網(wǎng)絡(luò)建模

功率模塊內(nèi)置NTC溫度傳感器并不是安裝在功率芯片表面且測量響應(yīng)速度慢，因此NTC傳感器并不能準(zhǔn)確反映芯片的溫度，本文通過研究NTC溫度與芯片結(jié)溫之間的相關(guān)性，基于傳熱原理構(gòu)建以NTC傳感器為溫度參考點的新型熱網(wǎng)絡(luò)模型，不包含參數(shù)易發(fā)生變化的底部物理層的熱網(wǎng)絡(luò)，簡化了傳統(tǒng)熱網(wǎng)絡(luò)模型。

功率模塊截面熱量流向示意圖如圖1所示。功率芯片產(chǎn)生的熱量經(jīng)過直接覆銅陶瓷基板（Direct Bonded Copper, DBC）層和導(dǎo)熱基板傳遞到散熱器，一部分熱量通過DBC和基板傳遞到NTC，在芯片和NTC之間產(chǎn)生熱耦合。圖2為功率模塊中NTC至單個功率芯片的等效熱模型，其不僅包括傳統(tǒng)熱網(wǎng)絡(luò)模型中芯片至環(huán)境的熱阻抗，同時也包含芯片至NTC傳感器的熱阻抗。

圖1 功率模塊截面熱量流向示意圖

圖2 包含NTC功率模塊的等效熱模型

由圖2可知，芯片產(chǎn)生的熱量傳遞到NTC有兩條路徑，路徑1為芯片—DBC—NTC，路徑2為芯片—DBC—基板—DBC—NTC。由于芯片與NTC之間通過基板交換的熱量很小，并且芯片與NTC的熱容相對于銅基板的熱容可以忽略不計[24]，因此可忽略傳遞路徑2，從而得到如圖3所示的簡化等效熱模型。考慮到實際功率模塊中DBC（陶瓷-銅鍵合基板）平面大小及其熱容，DBC層的熱阻抗th.DBC-DBC要比芯片至DBC熱阻抗th.Chip_DBC和DBC至NTC熱阻抗th.DBC_NTC大得多，DBC至環(huán)境的熱阻抗th.DBC_Ambient包含焊料層、基板、導(dǎo)熱硅脂和散熱器的所有熱阻抗，th.DBC_Ambient的值比th.DBC-DBC大得多。因此，NTC傳感器至芯片的熱阻抗th.j-NTC對外部導(dǎo)熱硅脂和散熱器熱阻抗變化不敏感，th.DBC-DBC參數(shù)也只與DBC幾何形狀以及NTC傳感器相對于芯片的距離有關(guān)，不易受其他因素的影響。

圖3 簡化后的等效熱模型

功率模塊的多物理層熱模型可以使用Foster熱網(wǎng)絡(luò)模型來描述[24]，芯片至溫度參考點之間的自熱阻抗曲線可以定義為

式中，T()和ref()分別為芯片與參考點隨時間變化的溫度；P為芯片產(chǎn)生的功率損耗。

在Foster熱網(wǎng)絡(luò)模型中，熱阻熱容參數(shù)值都由熱阻抗曲線擬合而來，一般可采用多階指數(shù)曲線擬合獲得兩者之間的熱阻抗參數(shù)，即

1.2 考慮熱耦合效應(yīng)的新型熱網(wǎng)絡(luò)模型

任何產(chǎn)生功率損耗的芯片在散熱過程中都會對其周圍芯片造成影響，而當(dāng)熱量由功率損耗較小的芯片向較大的散熱器傳遞時，這種熱量橫向傳導(dǎo)、熱流路徑相互疊加的影響也更加明顯，使得周圍所有芯片的溫度升高，這種現(xiàn)象也被稱作交叉熱耦合現(xiàn)象，如圖4所示。文獻(xiàn)[25]表明，當(dāng)模塊處于逆變工作狀態(tài)時，功率芯片熱阻抗比單獨工作時要高約10%。

圖4 芯片之間交叉熱耦合現(xiàn)象

因此，為了保證熱網(wǎng)絡(luò)模型的準(zhǔn)確性，還需考慮熱耦合現(xiàn)象。當(dāng)對芯片施加損耗時，溫度參考點和芯片之間的耦合熱阻抗定義為

式中，P為芯片施加的功率損耗。

因此，對于多芯片熱源模型，以NTC為參考點時，熱網(wǎng)絡(luò)模型中的耦合熱阻抗網(wǎng)絡(luò)矩陣和自熱阻抗矩陣可分別表示為

根據(jù)疊加原理可得計及熱耦合影響時的芯片結(jié)溫計算表達(dá)式為

式中，j、loss、ref分別為功率模塊中各芯片結(jié)溫、各芯片功率損耗和參考點溫度，均為×1向量。將熱阻抗矩陣式（4）、式（5）中的th按實際采樣時間離散化之后，可得到用于結(jié)溫在線提取的離散化熱網(wǎng)絡(luò)。

綜上所述，當(dāng)參考點為功率模塊內(nèi)部的NTC時，耦合熱阻抗網(wǎng)絡(luò)模型結(jié)構(gòu)如圖5所示，熱耦合的疊加點都設(shè)置在熱阻抗值較大的th.DBC-DBC端。

圖5 基于NTC的耦合熱網(wǎng)絡(luò)模型

1.3 SiC功率模塊應(yīng)用于電機驅(qū)動時的損耗分析

由式（6）可知，在獲得熱阻抗矩陣參數(shù)并完成離散化之后，只要實時采樣NTC傳感器的溫度并根據(jù)電壓、電流和結(jié)溫采樣值計算器件的損耗，就能獲得模塊內(nèi)各芯片的實時結(jié)溫。SiC MOSFET工作狀態(tài)如圖6所示。圖6中，S1為SiC MOSFET，VD1為SiC肖特基勢壘二極管（Schottky-Barrier Diode, SBD）。

圖6 SiC MOSFET工作狀態(tài)

SiC MOSFET具有雙向?qū)ㄌ匦裕串?dāng)柵源極電壓大于開啟電壓時，無論漏源極電壓ds是正值還是負(fù)值，溝道均可以導(dǎo)通。因此，在傳統(tǒng)三相逆變系統(tǒng)應(yīng)用中，SiC MOSFET自身會參與反向續(xù)流，導(dǎo)致其損耗特性不同于IGBT。本文SiC MOSFET功率模塊的應(yīng)用場合為電機驅(qū)動逆變器，其損耗分析以A相橋臂為例。

當(dāng)A相電流由逆變器流向電機負(fù)載時，電流流經(jīng)上橋臂S1，S1處于正向?qū)顟B(tài)，反并聯(lián)的二極管VD1處于反向截止?fàn)顟B(tài)。當(dāng)A相電流由電機流向逆變器時，上橋臂將處于反向續(xù)流階段，由于S1為開通狀態(tài)，而VD1的導(dǎo)通需要一定的正向電壓，續(xù)流初期的電流將全部從S1流過，該階段為S1的單獨續(xù)流階段；當(dāng)續(xù)流電流流經(jīng)S1所產(chǎn)生的導(dǎo)通壓降達(dá)到VD1的開通閾值電壓TH-VD后，S1與VD1以并聯(lián)的形式共同續(xù)流，流經(jīng)S1和VD1的續(xù)流電流由其各自導(dǎo)通電阻決定。綜上所述，在逆變器工作過程中流經(jīng)S1和VD1的電流可表示為

圖7 A相橋臂S1和VD1的電流波形

1.3.1 SiC MOSFET導(dǎo)通損耗計算

當(dāng)S1導(dǎo)通時，S1的導(dǎo)通壓降DS可表示為

因此，S1導(dǎo)通期間任意兩時間點的導(dǎo)通損耗可表示為

當(dāng)開關(guān)頻率較高時，為了減小損耗在線計算的資源占用，可將損耗計算的計算周期設(shè)為個開關(guān)周期，采樣首尾兩個開關(guān)周期的負(fù)載電流和占空比，將采樣首尾周期負(fù)載電流的平均值作為個開關(guān)周期內(nèi)的電流值，首尾兩個開關(guān)周期的占空比平均值作為整個階段的占空比。因此，單個開關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通損耗計算簡化為

1.3.2 SiC MOSFET開關(guān)損耗計算

SiC MOSFET的開關(guān)過程的實際波形是包含尖峰和振蕩過程的不規(guī)則波形，其開關(guān)損耗難以進(jìn)行精確的理論計算。在本文中，只采樣計算S1在個開關(guān)周期中首尾兩個開關(guān)周期的開關(guān)損耗，將個開關(guān)周期內(nèi)的S1平均開關(guān)損耗表示為

式中，sw()sw(S)分別為首、尾兩個采樣開關(guān)周期內(nèi)器件開通損耗on、關(guān)斷損耗off之和。考慮到on和off受到器件漏極電流D、器件結(jié)溫j、直流側(cè)電壓DC以及柵極驅(qū)動電阻g的影響，其中DC、g一般為固定值，本文根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊中給出的不同條件下的on、off曲線線性插值構(gòu)建on、off關(guān)于D、j的二維查詢表，根據(jù)采樣得到的D、j計算相應(yīng)的開關(guān)損耗。

1.3.3 SiC SBD 損耗計算

SiC SBD不存在開關(guān)損耗和反向恢復(fù)損耗，只在其參與續(xù)流期間產(chǎn)生導(dǎo)通損耗，VD1的前向?qū)妷篠BD可近似認(rèn)為是流過電流的線性函數(shù)，即

因此，在兩任意時刻內(nèi)VD1的導(dǎo)通損耗計算表示為

與S1導(dǎo)通損耗分析同理，得到VD1的導(dǎo)通損耗計算表達(dá)式為

2 熱網(wǎng)絡(luò)模型參數(shù)提取

為獲得以NTC傳感器為溫度參考點時各芯片的自熱阻抗和耦合熱阻抗，本文采用Ansys暫態(tài)有限元法（Finite Element Method, FEM）仿真提取熱網(wǎng)絡(luò)模型參數(shù)，相應(yīng)流程如圖8所示。

圖8 FEM仿真提取熱阻抗參數(shù)流程

2.1 SiC模塊有限元三維建模

本文的研究對象為CREE CCS020M12CM2三相全橋SiC MOSFET功率模塊，其內(nèi)部包含了6個SiC MOSFET芯片、6個SiC SBD和一個NTC熱敏電阻，CREE CCS020M12CM2三相全橋模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖9所示。

圖9 CREE CCS020M12CM2三相全橋模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)

模塊結(jié)構(gòu)及材料參數(shù)如圖10所示。模塊的結(jié)構(gòu)和各層材料參數(shù)如圖10a所示，A相結(jié)構(gòu)及尺寸如圖10b所示。由文獻(xiàn)[25-26]可知，鍵合線、模塊引腳及環(huán)氧樹脂外殼對模塊內(nèi)芯片的散熱影響很小，可將模型簡化，模塊3D有限元仿真模型如圖11所示。

圖10 模塊結(jié)構(gòu)及材料參數(shù)

在設(shè)置仿真環(huán)境時，本文將功率模塊基板的底面與側(cè)面設(shè)置為模塊自然對流散熱形式，而芯片表面與DBC上銅層在實際中由于覆蓋了灌封硅凝膠，故認(rèn)為芯片熱量全部從模塊基板流失，其他表面視為絕熱，暫態(tài)熱仿真參數(shù)見表1。

圖11 模塊3D有限元仿真模型

表1 暫態(tài)熱仿真參數(shù)

Tab.1 Parameters for transient thermal simulation

2.2 熱阻抗參數(shù)提取

熱阻抗參數(shù)的提取采用熱響應(yīng)擬合法，分別在每個芯片上獨立地施加階躍功率損耗作為激勵，由有限元仿真獲得目標(biāo)芯片的溫度響應(yīng)曲線，再計算暫態(tài)阻抗曲線，熱響應(yīng)曲線獲取流程如圖12所示。

圖12 熱響應(yīng)曲線獲取流程

2.2.1 FEM法提取熱阻抗參數(shù)的準(zhǔn)確性驗證

為驗證所建立的有限元仿真模型的準(zhǔn)確性，本文首先提取功率模塊的結(jié)-殼熱阻抗曲線，并與功率模塊數(shù)據(jù)手冊中的結(jié)-殼熱阻抗曲線進(jìn)行對比。當(dāng)兩者誤差過大時，對有限元模型進(jìn)行修正，修正方法包括調(diào)整材料參數(shù)、微調(diào)幾何尺寸或者提高網(wǎng)格劃分的質(zhì)量。

圖13所示為FEM仿真得到結(jié)殼熱阻抗曲線與數(shù)據(jù)手冊熱阻抗曲線的對比?？梢钥闯觯瑑烧咴谡麄€時間范圍都較為接近，在暫態(tài)值部分FEM高于數(shù)據(jù)手冊，穩(wěn)態(tài)值部分FEM略小于數(shù)據(jù)手冊，但最大誤差都保持在5%以內(nèi)，可以認(rèn)為所建立的模型和參數(shù)準(zhǔn)確性符合要求。

圖13 FEM仿真與數(shù)據(jù)手冊熱阻抗對比

2.2.2 考慮熱耦合效應(yīng)的熱阻抗參數(shù)提取

圖14為對A相SiC MOSFET芯片M1施加20W功率損耗后的溫度分布，芯片之間的熱耦合現(xiàn)象會隨著芯片之間距離的增加而快速減弱。當(dāng)以NTC溫度為參考時，通過仿真得到的耦合熱阻抗大小與芯片距離之間的關(guān)系如圖15所示。耦合熱阻抗大小隨芯片間距的增加呈指數(shù)減小，且當(dāng)兩芯片間距大于10mm時，其熱耦合影響可忽略不計。此外，鑒于三相逆變應(yīng)用的對稱性，為簡化熱網(wǎng)絡(luò)，本文只對包含NTC熱敏電阻的A相橋臂進(jìn)行研究。

圖14 模塊溫度分布

圖15 耦合熱阻抗與芯片間距的關(guān)系

對A相各芯片單獨施加階躍損耗，按圖12步驟提取的以NTC為參考點的SiC MOSFET芯片M1與SiC SBD芯片D1的自熱阻抗曲線如圖16所示。

圖16 暫態(tài)自熱阻抗及其擬合曲線

芯片的自熱阻抗和耦合熱阻抗曲線分別使用四階、一階RC熱網(wǎng)絡(luò)來擬合，得到的熱阻抗參數(shù)見表2和表3，進(jìn)而可構(gòu)建出1.2節(jié)中的考慮熱耦合效應(yīng)的熱網(wǎng)絡(luò)模型。

2.2.3 邊界條件對熱模型的影響

功率模塊工作時，其芯片溫度不僅與功率損耗有關(guān)，還與散熱條件、環(huán)境溫度等邊界條件有關(guān)。對于散熱條件的變化，可設(shè)置不同的表面?zhèn)鳠嵯禂?shù)（Heat Transfer Coefficient, HTC）值來表征散熱系統(tǒng)的冷卻能力[19]，本文在有限元仿真中將功率模塊基板設(shè)置為不同的HTC（5～10 000W/(m2·K)）以模擬不同條件的自然空氣冷卻和水冷散熱方式。此外，為討論環(huán)境溫度對熱阻抗的影響，F(xiàn)EM仿真的環(huán)境溫度設(shè)置為25～100℃，提取的芯片M1至NTC的熱阻抗曲線如圖17所示。

表2 A相芯片熱阻抗參數(shù)

Tab.2 Parameters of thermal impedance for phase A

表3 A相芯片耦合熱阻抗參數(shù)

Tab.3 Coupled thermal impedance of phase A

由圖17可知，在不同散熱條件下，芯片M1至NTC的暫態(tài)熱阻抗幾乎不變，穩(wěn)態(tài)熱阻在傳熱系數(shù)為10 000W/(m2·K) 時只減小了0.043℃/W，變化率僅為4.7%；在不同環(huán)境溫度下，芯片M1至NTC的熱阻抗會隨著溫度上升而有所增加，但最大差值僅為0.031 9℃/W，變化率也僅為3.5%。上述結(jié)果表明，本文所提出的新型熱網(wǎng)絡(luò)模型受功率模塊的散熱條件和模塊所處的環(huán)境溫度影響很小，熱阻抗參數(shù)穩(wěn)定，更適用于長時間在線估計功率模塊內(nèi)部芯片結(jié)溫。

3 仿真與實驗驗證

本文采用紅外測量和有限元仿真兩種方法對所提結(jié)溫估算方法的可行性和準(zhǔn)確性進(jìn)行驗證。結(jié)溫觀測實驗平臺如圖18所示。圖18a為所搭建的實驗平臺，主要參數(shù)見表4。為了能夠使用紅外熱成像儀準(zhǔn)確地測量芯片結(jié)溫，先打開功率模塊封裝，使用化學(xué)溶劑（Adrox 2312）溶解去除功率模塊內(nèi)部的灌封硅凝膠，再對功率模塊均勻噴涂黑色耐高溫絕緣漆（MOTIP 04031）。圖18b為SiC逆變器及處理后的便于紅外測溫的SiC功率模塊。

本文采用TI TMS320F28379 DSP作為實驗平臺控制芯片，在電機控制程序中集成了基于NTC傳感器采樣溫度的結(jié)溫在線估算功能。為了減少DSP的計算量，控制程序中的損耗計算和結(jié)溫估計模塊的采樣計算周期設(shè)置為10個開關(guān)周期，每次結(jié)溫計算結(jié)果通過CAN轉(zhuǎn)USB通信上傳至計算機，將此結(jié)溫數(shù)據(jù)與紅外熱成像觀測數(shù)據(jù)以及FEM仿真數(shù)據(jù)對比便可驗證所提結(jié)溫估算方法的可行性和準(zhǔn)確性。

表4 逆變器和負(fù)載電機主要參數(shù)

Tab.4 Main parameters of the inverter and motor

3.1 不同工況下的結(jié)溫計算準(zhǔn)確性的驗證

本文采用紅外熱成像儀對功率模塊A相芯片M1、D1和NTC傳感器溫度進(jìn)行觀測，結(jié)溫紅外定點觀測設(shè)置如圖19所示。

圖20和圖21為不同工況下的紅外觀測結(jié)果和在線計算結(jié)果。對比可知，在150r/min、10N·m的低頻高轉(zhuǎn)矩工況下，穩(wěn)態(tài)時M1結(jié)溫的計算值和紅外測量值的平均值非常接近，約為45℃，在線計算結(jié)溫為42～49℃，紅外測量的結(jié)溫為43～47℃。A相二極管VD1和NTC傳感器溫度的計算值和測量值也很接近。在750r/min、5N·m工況下，芯片結(jié)溫的波動值較小，在線計算結(jié)溫為35～37℃，紅外測量值的波動只有1℃左右。

圖19 結(jié)溫紅外定點觀測設(shè)置

圖20 150r/min，10N·m工況曲線對比

圖21 750r/min，5N·m工況結(jié)溫曲線對比

需要說明的是，本實驗使用的紅外熱成像儀為Fotric 326Pro，其最高有效刷新頻率為16Hz，其在電機電流頻率超過16Hz（對應(yīng)電機轉(zhuǎn)速約500r/min）時觀測結(jié)溫波動范圍會有較大失真，但平均結(jié)溫是準(zhǔn)確的。鑒于此，可認(rèn)為本文所提結(jié)溫在線提取方法可行，并具有較高的準(zhǔn)確度。

3.2 計算結(jié)果與有限元仿真對比

本文還采用有限元仿真模擬器件的特殊運行工況，將FEM仿真得到的NTC溫度值作為參考輸入到本文構(gòu)建的以NTC為參考點的新型熱網(wǎng)絡(luò)模型中，驗證所提結(jié)溫計算方法在散熱條件突變工況和波動損耗條件下結(jié)溫提取的準(zhǔn)確性。

3.2.1 恒定大功率損耗、散熱條件突變工況

為了驗證在散熱條件突變工況下的器件結(jié)溫提取效果，在FEM仿真過程中將功率模塊的基板表面?zhèn)鳠?，系?shù)在120s的仿真時間內(nèi)設(shè)置為三段：0～50s，5 000W/(m2·K)；55～80s，50W/(m2·K)；80～120s，2 000W/(m2·K)。A相芯片M1和M2的發(fā)熱功率設(shè)置為恒定50W，D1和D2的發(fā)熱功率設(shè)置為恒定5W，模擬系統(tǒng)在重載運行條件下水冷散熱系統(tǒng)突發(fā)故障情況，恒定大功率損耗、散熱條件突變工況的結(jié)溫如圖22所示。

圖22 恒定大功率損耗、散熱條件突變工況的結(jié)溫

由圖22可知，在0～50s內(nèi)，散熱條件良好情況下（表面?zhèn)鳠嵯禂?shù)：5 000W/(m2·K)，即強迫水冷），A相芯片溫度在5s內(nèi)達(dá)到穩(wěn)態(tài)值，這一階段結(jié)溫的仿真值和計算值幾乎重合；在55～80s內(nèi)，表面?zhèn)鳠嵯禂?shù)突然大幅下降（可等效為水冷系統(tǒng)突然失效），芯片溫度快速上升，本文方法的計算值與有限元仿真結(jié)果非常吻合，誤差在5℃以內(nèi)。

3.2.2 波動損耗工況

對于功率器件而言，結(jié)溫波動Δj的快速準(zhǔn)確提取對于器件壽命預(yù)測和優(yōu)化非常重要。為了進(jìn)一步驗證所提結(jié)溫估計方法的有效性，本文針對電機運行于重載和高溫環(huán)境工況進(jìn)行分析，具體的工況條件見表5，結(jié)果如圖23～圖25所示。

表5 運行工況

Tab.5 Working conditions

圖23和圖24為相同輸出轉(zhuǎn)矩、不同轉(zhuǎn)速（即不同逆變器交流輸出頻率）和環(huán)境溫度下的器件結(jié)溫，圖25為模擬惡劣運行條件下（重載且環(huán)境溫度在短時間內(nèi)大幅上升，2～2.5s內(nèi)由50℃上升到100℃）的器件結(jié)溫。由三種工況下的對比結(jié)果可知，所提出的結(jié)溫計算方法在重載及散熱環(huán)境惡劣等條件下均能夠快速準(zhǔn)確地獲取器件的動態(tài)結(jié)溫，誤差在5℃以內(nèi)。

圖24 工況2的損耗與結(jié)溫對比結(jié)果

圖25 工況3結(jié)溫對比結(jié)果

4 結(jié)論

本文提出了一種基于內(nèi)置溫度傳感器的功率模塊結(jié)溫在線提取方法。首先建立了考慮熱耦合效應(yīng)的內(nèi)置NTC傳感器至功率芯片的熱網(wǎng)絡(luò)模型，并給出了SiC功率模塊應(yīng)用于電機驅(qū)動時的損耗快速計算方法；然后通過有限元仿真提取熱網(wǎng)絡(luò)模型參數(shù)，結(jié)合NTC傳感器和SiC MOSFET的實時損耗計算實現(xiàn)了對SiC MOSFET功率模塊內(nèi)部芯片結(jié)溫的在線提取。仿真與實驗對比結(jié)果驗證了所提結(jié)溫估算方法的可行性和有效性。該方法具有以下優(yōu)點：

1）易于在線集成、結(jié)溫估算準(zhǔn)確。不需要增加額外測量電路，損耗計算和結(jié)溫估計方法易于集成到控制程序中，結(jié)溫平均值和波動值估算準(zhǔn)確。

2）熱網(wǎng)絡(luò)參數(shù)穩(wěn)定。新型熱網(wǎng)絡(luò)模型參數(shù)對環(huán)境溫度、散熱器工作條件等變化不敏感，非常適用于變換器中功率模塊的長時間結(jié)溫監(jiān)測，并可在此基礎(chǔ)上實施熱優(yōu)化控制。

在實際中應(yīng)用本文所提方法時，需要對不同的功率模塊進(jìn)行復(fù)雜的三維建模和有限元分析以獲得新型熱網(wǎng)絡(luò)參數(shù)，該方法比較繁瑣復(fù)雜。因此，通用、準(zhǔn)確、流程化的熱網(wǎng)絡(luò)參數(shù)提取方法是本文進(jìn)一步研究的重點，更加準(zhǔn)確而實用的損耗建模也有待進(jìn)一步的深入研究。

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Online Junction Temperature Extraction for SiC Module Based on Built-in Temperature Sensor

（College of Electrical and Information Engineering Hunan University Changsha 410082 China）

Silicon carbide (SiC) MOSFET has the advantages of high switching speed and low loss, which will be more and more widely used in high efficiency and high power density applications. In these applications, SiC MOSFETs are facing severe reliability tests, and the online accurate extraction of junction temperature is essential for lifetime prediction and health assessment. This paper proposed an online junction temperature extraction method for power module based on built-in negative temperature coefficient (NTC) temperature sensor. First, the thermal network model between the built-in NTC sensor and the power chips considering the thermal coupling effect was established, and a fast loss calculation method for SiC MOSFET was proposed. Then, the thermal network parameters were extracted by finite element simulation, and the stability of thermal network parameters under different boundary conditions was verified. Simulation and experimental results show that the proposed method can accurately obtain the dynamic junction temperature, and the thermal network model parameters are not affected by changes in boundary conditions such as ambient temperature and heat dissipation conditions. It is suitable for junction temperature monitoring and lifetime prediction under real mission profiles.

Negative temperature coefficient temperature sensor, SiC MOSFET, thermal network model, chip temperature

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.201442

國家自然科學(xué)基金項目（51977065）和天水大型電氣傳動系統(tǒng)與裝備技術(shù)國家重點實驗室開放資金項目（SKLLDJ022019003）資助。

2020-10-30

2021-02-03

劉 平 男，1983年生，博士，副教授，研究方向為電動車輛高性能電力電子變換與電機驅(qū)動控制。E-mail: pingliu@hnu.edu.cn（通信作者）

李海鵬 男，1995年生，碩士研究生，研究方向為寬禁帶半導(dǎo)體器件驅(qū)動與可靠性。E-mail: 2099325157@qq.com

（編輯 陳 誠）