考慮寄生電感的諧振開(kāi)關(guān)電容變換器電壓尖峰抑制

劉 妍 楊曉峰 閆成章 陳 騫 溫 飄,3 五十嵐征輝

考慮寄生電感的諧振開(kāi)關(guān)電容變換器電壓尖峰抑制

劉 妍1楊曉峰1閆成章1陳 騫2溫 飄1,3五十嵐征輝4

（1. 北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 北京 100044 2. 國(guó)網(wǎng)浙江省電力有限公司電力科學(xué)研究院 杭州 310014 3. 中國(guó)科學(xué)院光束控制重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 成都 610209 4. 富士電機(jī)系統(tǒng)株式會(huì)社 東京 141-0032）

基于碳化硅（SiC）器件的諧振開(kāi)關(guān)電容變換器（RSCC）因其軟開(kāi)關(guān)特性，適用于高頻、高功率密度的場(chǎng)合。但是較高的工作頻率使其對(duì)線路寄生參數(shù)較敏感，易造成開(kāi)關(guān)器件的電壓尖峰問(wèn)題。通過(guò)分析RSCC疊層母排模型，該文建立含有寄生電感的等效電路，研究寄生電感對(duì)電路運(yùn)行模態(tài)的影響，并推導(dǎo)開(kāi)關(guān)器件電壓峰值與寄生電感之間的關(guān)系。在此基礎(chǔ)上，提出優(yōu)化疊層母排結(jié)構(gòu)和吸收電容的電壓尖峰抑制方案，仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該文電壓尖峰抑制方案的有效性和可行性。

諧振開(kāi)關(guān)電容變換器 疊層母排 寄生電感 電壓尖峰抑制

0 引言

隨著新能源發(fā)電、電動(dòng)汽車(chē)以及儲(chǔ)能電池等不斷發(fā)展，直流變換器獲得了廣泛應(yīng)用[1-7]。傳統(tǒng)直流變換器如Buck、Boost等拓?fù)淇刂坪?jiǎn)單，但其調(diào)壓能力有限、電壓紋波大、運(yùn)行效率低[8-10]。為此，一系列高性能直流變換器的拓?fù)浔幌嗬^提出。開(kāi)關(guān)電容變換器（Switched Capacitor Converter, SCC）具有體積小、質(zhì)量輕等優(yōu)勢(shì)，但SCC開(kāi)關(guān)過(guò)程中存在較高的電流尖峰[11-14]。通過(guò)引入電感元件與SCC開(kāi)關(guān)電容串聯(lián)構(gòu)成諧振單元，即諧振開(kāi)關(guān)電容變換器（Resonant Switched Capacitor Converter, RSCC），使其在開(kāi)環(huán)條件下可實(shí)現(xiàn)零電流軟開(kāi)關(guān)（Zero Current Switching, ZCS）[13]，有效地減小了開(kāi)關(guān)損耗，提高變換器的工作頻率。此外，碳化硅（Silicon Carbide，SiC）器件具有開(kāi)關(guān)頻率高、導(dǎo)通電阻低、開(kāi)關(guān)損耗小、耐高溫等優(yōu)點(diǎn)，展現(xiàn)出了良好的應(yīng)用前景[15-19]。使用SiC器件作為RSCC的開(kāi)關(guān)器件，可進(jìn)一步提升其工作頻率及運(yùn)行效率。

隨著RSCC工作頻率的提高，寄生電感對(duì)其工作模態(tài)的影響不可忽略，文獻(xiàn)[20]分析了寄生電感對(duì)開(kāi)關(guān)電流尖峰的影響，而未考慮其對(duì)電壓尖峰的影響。事實(shí)上，寄生電感對(duì)開(kāi)關(guān)電壓的影響同樣顯著，文獻(xiàn)[21-24]中均存在不同程度的電壓尖峰及振蕩現(xiàn)象，隨著開(kāi)關(guān)頻率增加，該現(xiàn)象將更加明顯。此外，由于SiC器件的結(jié)電容小，對(duì)線路寄生參數(shù)更為敏感，高頻工作時(shí)將承受更大的開(kāi)關(guān)應(yīng)力，影響開(kāi)關(guān)壽命，甚至造成永久性損壞[25-26]。同時(shí)，開(kāi)關(guān)器件的結(jié)電容與電路中的寄生電感相互作用產(chǎn)生高頻振蕩，增大了電路損耗及電磁干擾問(wèn)題。

為減小寄生電感對(duì)RSCC的影響，本文采用疊層母排作為線路連接部件。疊層母排結(jié)構(gòu)緊湊，其高頻電流趨膚效應(yīng)能有效減小功率回路中的寄生電感，抑制開(kāi)關(guān)器件的電壓尖峰[27-30]。然而疊層母排中的寄生電感不可避免，文獻(xiàn)[31]分析了疊層母排寄生電感的影響因素，為母排的低電感設(shè)計(jì)提供了參考。文獻(xiàn)[32]分析了疊層母排寄生電感對(duì)混合鉗位變流模塊電容電流的影響，但未從數(shù)學(xué)角度對(duì)其造成的開(kāi)關(guān)電壓尖峰定量分析。

本文在分析RSCC工作原理的基礎(chǔ)上，結(jié)合疊層母排有限元仿真提取的寄生參數(shù)，建立了含寄生電感的等效電路；推導(dǎo)了寄生電感與開(kāi)關(guān)器件電壓尖峰之間的關(guān)系；然后提出了電壓尖峰的抑制方案；最后搭建了仿真及實(shí)驗(yàn)電路，驗(yàn)證了等效電路及所提出解決方案的正確性和有效性。

1 諧振開(kāi)關(guān)電容變換器

圖1為典型的RSCC電路拓?fù)?，包含兩個(gè)模塊化諧振開(kāi)關(guān)電容單元（Modular Resonant Switched Capacitor Cell, MRSCC），分別稱為MRSCC1和MRSCC2。每個(gè)諧振單元均包含四個(gè)開(kāi)關(guān)器件，即S1、S2、S3、S4（=1, 2），其中，兩個(gè)開(kāi)關(guān)半橋之間均由諧振腔Lr及Cr連接。RSCC的關(guān)鍵波形如圖2所示，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期s內(nèi)，S1與S2分別以50%的占空比交替導(dǎo)通。ir為諧振腔的電流，ur為諧振電容電壓，其參考方向如圖1所示。為避免結(jié)電容放電造成的諧振電流階躍以及硬開(kāi)關(guān)問(wèn)題，使S3、S4分別與S1、S2同時(shí)開(kāi)通，且S3及S4的開(kāi)通時(shí)間q應(yīng)大于S3（S4）的結(jié)電容放電時(shí)間f1，f1可表示[33]為

式中，RG為驅(qū)動(dòng)電阻；CGD為柵-漏極電容；UDS為開(kāi)關(guān)Sj3（Sj4）的漏源極電壓初值；UGSon為驅(qū)動(dòng)正電壓；Uth為MOSFET的開(kāi)通電壓。

圖2 RSCC關(guān)鍵波形

此外S3（S4）應(yīng)在諧振電流過(guò)零之前關(guān)斷，即二者的開(kāi)通時(shí)間應(yīng)小于諧振周期r的一半，阻斷諧

振電流反向流動(dòng)。由于SiC器件結(jié)電容較小，放電速度較快，本文選取S3及S4的導(dǎo)通時(shí)間為10%r。

為了實(shí)現(xiàn)ZCS，開(kāi)關(guān)器件需要在諧振電流為零后關(guān)斷，即諧振頻率r應(yīng)大于開(kāi)關(guān)頻率s。因此，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)共有四種運(yùn)行模態(tài)，其等效電路如圖3所示。為簡(jiǎn)化分析，做如下假設(shè)：

（1）直流電容足夠大，直流側(cè)電壓恒定。

（2）所有元件均為理想元件。

（3）正負(fù)諧振單元參數(shù)一致，即1r=2r=r，1r=2r=r。

（4）電路已工作在穩(wěn)定狀態(tài)。

模態(tài)1 [0,1]：0時(shí)刻，S3的結(jié)電容通過(guò)S3放電。S11及S13的反并聯(lián)二極管VDS13實(shí)現(xiàn)ZCS開(kāi)通，由1向MRSCC1的諧振腔傳遞能量，在此過(guò)程中1r的電壓從1min逐漸增大；同時(shí)在MRSCC2中，S21及S23的反并聯(lián)二極管VDS23實(shí)現(xiàn)ZCS開(kāi)通，由諧振腔向輸出電容2傳遞能量，2r的電壓從2max逐漸減小，等效電路如圖3a所示。

圖3 RSCC工作模態(tài)等效電路

模態(tài)2 [1,2]：1時(shí)刻，諧振電感的電流諧振至零，VDSj3關(guān)斷，在此過(guò)程中，諧振回路與直流電容之間無(wú)能量傳輸，諧振電流ir保持為零，u1r與u2r則分別保持1max與2min恒定，直到半個(gè)開(kāi)關(guān)周期結(jié)束，如圖3b所示。

模態(tài)3 [2,3]：2時(shí)刻，S4的結(jié)電容通過(guò)其開(kāi)關(guān)放電，S2及S4的反并聯(lián)二極管VDSj4實(shí)現(xiàn)ZCS開(kāi)通，能量開(kāi)始反向流動(dòng)。在此過(guò)程中，1r的電壓從1max逐漸減??；同時(shí)在MRSCC2中，直流電容3向其諧振單元傳遞能量，2r的電壓從2min逐漸增大，如圖3c所示。

模態(tài)4 [3,4]：諧振電流再次諧振至零，所有二極管均被關(guān)斷，諧振電流ir保持為零，u1r與u2r則分別保持1min與2max恒定，直到整個(gè)開(kāi)關(guān)周期結(jié)束，此模態(tài)等效電路如圖3b所示。

通過(guò)上述分析可知，在理想情況下，可以實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)器件的零電流開(kāi)通。但由于電路寄生電感的存在，易與開(kāi)關(guān)結(jié)電容之間產(chǎn)生高頻振蕩，造成開(kāi)關(guān)器件的電壓尖峰。

2 寄生電感與電壓尖峰分析

2.1 疊層母排寄生電感

本文選用疊層母排作為RSCC的主電路連接部件。圖4a為RSCC主電路的一種疊層母排的結(jié)構(gòu)模型，稱為母排一，采用四個(gè)半橋模塊M1、M2、M3及M4作為功率開(kāi)關(guān)器件，分別對(duì)應(yīng)圖1中的四個(gè)開(kāi)關(guān)半橋，對(duì)應(yīng)關(guān)系如圖4標(biāo)注。模型中一共有四層母排，分別稱為I1、I2、O1、O2。

圖4 RSCC母排一模型

在Ansys Q3D軟件中對(duì)其進(jìn)行有限元仿真，如圖4b所示?？梢钥吹?，負(fù)載母線以及M2、M3之間連接銅條上的表面電流密度明顯大于其他處，表明此處寄生電感更大。從第1節(jié)分析中可知，負(fù)載母線上的寄生參數(shù)對(duì)開(kāi)關(guān)運(yùn)行影響較小，為簡(jiǎn)化分析，本文僅考慮了兩個(gè)銅條上的寄生電感。圖5所示為考慮寄生電感的RSCC拓?fù)?，圖5中標(biāo)注了各母排所對(duì)應(yīng)的位置。

2.2 電壓尖峰分析

考慮寄生電感時(shí)的關(guān)鍵波形如圖6所示，為簡(jiǎn)化分析，假設(shè)開(kāi)關(guān)器件完全相同，其結(jié)電容均為s，且線路上的寄生電感均為s。

圖5 考慮寄生電感的RSCC拓?fù)?/p>

圖6 考慮寄生電感的關(guān)鍵波形

在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，RSCC一共具有六個(gè)運(yùn)行模態(tài)，如圖7所示。圖中，上半開(kāi)關(guān)周期為工作模態(tài)一至模態(tài)三，下半開(kāi)關(guān)周期為模態(tài)四至模態(tài)六。由于上、下半個(gè)周期的工作模態(tài)對(duì)稱，不失一般性，本文以上半個(gè)開(kāi)關(guān)周期的三個(gè)運(yùn)行模態(tài)為例展開(kāi)詳細(xì)分析。

圖7 RSCC運(yùn)行模態(tài)

模態(tài)一[0,1]：電壓電流波形及等效電路如圖8所示。0時(shí)刻，S1及S3導(dǎo)通，S3的結(jié)電容通過(guò)S3放電，同時(shí)S4的結(jié)電容充電。此時(shí)S3的二極管被鉗位而無(wú)法導(dǎo)通，此模態(tài)的邊界值為ir(0)=0，u1r(0)=1min，u2r(0)=2max，DSj3(0)=DS31，DSj4(0)=DS41。在此階段內(nèi)，S13及S14的電壓及電流波形如圖8a所示。

圖8 模態(tài)一電壓1電流波形及等效電路

在此階段內(nèi)，S3的電壓下降，可將其等效為一個(gè)電壓源eq，等效電路如圖8b所示。分析圖中d/d的瞬態(tài)過(guò)程，則eq可表示為

式中，f為S3電壓下降至0所需的時(shí)間，即eq的電壓上升至DS31所需要的時(shí)間，從而可以得到S14的電壓及寄生電感電流為

模態(tài)二[1,2j]：等效電路如圖9所示。在1時(shí)刻S3的電壓下降至0，VDSj3導(dǎo)通。在此期間MRSCC1通過(guò)S11及S13充電，MRSCC2通過(guò)S21及S23放電，如圖7b所示。主諧振回路可以簡(jiǎn)化為圖9a所示的等效電路，此模態(tài)的邊界值為ir(1)=Ir1，u1r(1)=1min，u2r(1)=2max，DSj3(1)=0，Sj3(1)=Sj3，DSj4(1)=DS42。在此階段內(nèi)，由于開(kāi)關(guān)結(jié)電容對(duì)諧振電流的影響較小，為簡(jiǎn)化分析，可將MRSCC2的等效電路拆分為如圖9b所示的主諧振回路和寄生諧振回路，從而求得諧振電流近似為

其中

圖9 模態(tài)二等效電路

同理求得S3的電流及S4的電壓分別為

由上述分析可以得知，在模態(tài)二中，MRSCC1的諧振周期為2prr，而MRSCC2的諧振周期為2p(r+s)r，在圖6中可以看到，MRSCC1的諧振電流先于MRSCC2至零。在模態(tài)五中，二者的諧振周期關(guān)系恰好相反，MRSCC2的諧振電流會(huì)先于MRSCC1至零。

圖10 模態(tài)二關(guān)鍵波形

模態(tài)三[2j,3]：在2j時(shí)刻，諧振電流減小至0，S1導(dǎo)通，反并聯(lián)二極管VDSj3阻斷諧振電流。如圖7c所示，S3的結(jié)電容參與諧振。分析電路易知，此模態(tài)各變量的邊界值為ir1(2j)=ir2(2j)=ir(2j)=0，u1r(2j)=1min+D1，u2r(2j)=2max-D2，DSj3(2j)=0，DSj4(2j)=2。由模態(tài)二易知，對(duì)于MRSCC1，21=0+p/r1，而對(duì)于MSCC2，22=0+p/r2，可得諧振電流為

進(jìn)而求得各結(jié)電容的電壓為

式中，s2為開(kāi)關(guān)電壓的振蕩頻率，s2≈(2rs)-1/2。

綜合上述分析可知，開(kāi)關(guān)S4的電壓峰值出現(xiàn)在模態(tài)二中，此模態(tài)中的電壓可表示為

其中

在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，開(kāi)關(guān)器件的電壓尖峰可表示為p=2+。繪制電壓尖峰標(biāo)幺值與寄生電感之間的關(guān)系如圖11所示，圖中，pN=p/2?？梢钥吹?，開(kāi)關(guān)電壓尖峰與寄生電感有關(guān)，隨著寄生電感的增大，開(kāi)關(guān)電壓尖峰上升。當(dāng)寄生電感較大時(shí)，開(kāi)關(guān)器件的電壓尖峰可能超過(guò)1.5倍的額定電壓。而在電路設(shè)計(jì)中，通常選取開(kāi)關(guān)器件的耐壓值為1.2～1.5倍的額定電壓，當(dāng)器件承受的電壓過(guò)高時(shí)，可能會(huì)影響開(kāi)關(guān)器件的工作壽命，嚴(yán)重時(shí)甚至?xí)斐砷_(kāi)關(guān)器件的永久性損壞。因此，有必要對(duì)寄生電感造成的開(kāi)關(guān)電壓尖峰進(jìn)行抑制。

圖11 開(kāi)關(guān)器件電壓尖峰

3 電壓尖峰抑制

根據(jù)上述分析，本文擬采用兩種方法對(duì)其進(jìn)行抑制：①通過(guò)優(yōu)化疊層母排結(jié)構(gòu)減小其寄生電感；②通過(guò)優(yōu)化吸收電容抑制開(kāi)關(guān)電壓尖峰及高頻振蕩。

3.1 母排結(jié)構(gòu)優(yōu)化

在低感疊層母排設(shè)計(jì)中，應(yīng)盡量使正、負(fù)極母排電流產(chǎn)生的磁場(chǎng)相互抵消，減小非疊層部分的面積，從而達(dá)到減小寄生電感的目的。

本文優(yōu)化了疊層母排結(jié)構(gòu)，增大了正、負(fù)極母排之間的疊層面積，并對(duì)其接線端子做加寬處理，形成母排二的結(jié)構(gòu)如圖12所示。為驗(yàn)證疊層母排的優(yōu)化效果，在ANSOFT Q3D中對(duì)母排二進(jìn)行了有限元仿真，如圖12b所示，可以看到，寄生電感仍然集中在負(fù)載母線以及M2、M3的連接部分上，但優(yōu)化后開(kāi)關(guān)模塊連接部分的表面電流密度降低，表明該部分的寄生電感減小。

圖12 母排二結(jié)構(gòu)

在Ansys Q3D軟件中對(duì)兩個(gè)疊層母排的寄生電感進(jìn)行仿真分析，其中電路的“source”與“sink”根據(jù)電路中電流的實(shí)際流向選取。仿真得到母排一的輸出母排O1及O2的寄生電感分別為32.014nH、41.616nH，而在母排二中，寄生電感值分別為12.353nH、23.164nH?？梢钥吹?，疊層母排二的寄生電感相比母排一減小了52%左右。

3.2 吸收電容優(yōu)化

鑒于優(yōu)化后的疊層母排寄生電感仍不可避免，通過(guò)在開(kāi)關(guān)半橋兩端并聯(lián)吸收電容的方法亦可達(dá)到尖峰抑制效果。加入吸收電容后的RSCC電路如圖13所示，圖中，a1、a2、a3、a4為吸收電容，四個(gè)電容的容值相等，均為a。加入吸收電容之后，仍可將電路運(yùn)行分為六個(gè)運(yùn)行模態(tài)，不失一般性，對(duì)上半周期的三個(gè)模態(tài)進(jìn)行分析。

圖13 加入吸收電容的RSCC電路

模態(tài)Ⅰ[0,1]：0時(shí)刻，S3的結(jié)電容放電，同時(shí)S4的結(jié)電容充電。記此模態(tài)的吸收電容的邊界值為a1，且DSj3(0)=DS31，DSj4(0)=DS41。則在此階段內(nèi)的S4結(jié)電容電壓可表示為

同理得吸收電容的電壓為

式中，o為結(jié)電容與吸收電容并聯(lián)后的容值，o=a+s；a為開(kāi)關(guān)的振蕩頻率，a=(so)-1/2。由于開(kāi)關(guān)器件的結(jié)電容較小，當(dāng)模態(tài)一結(jié)束時(shí)，ua與DSj4近似相等。

模態(tài)Ⅱ[1,2j]：記此模態(tài)吸收電容與結(jié)電容電壓均為DS42，在此階段內(nèi)結(jié)電容與吸收電容并聯(lián)的等效電容與寄生電感組成振蕩電路，此振蕩將持續(xù)至整個(gè)模態(tài)結(jié)束，則開(kāi)關(guān)器件的結(jié)電容電壓可近似表示為

可以看到，在吸收電容的作用下，模態(tài)二中的開(kāi)關(guān)電壓振蕩頻率由原來(lái)的s1減小為a，這表明吸收電容具有抑制開(kāi)關(guān)電壓振蕩的作用。

模態(tài)Ⅲ[2j,3]：2j時(shí)刻，諧振電流減小至零，在此模態(tài)內(nèi)吸收電容對(duì)主電路的運(yùn)行影響較小，可近似認(rèn)為主電路的運(yùn)行模態(tài)不變，而吸收電容則與寄生電感共同組成振蕩回路，記吸收電容的電壓初值為DS43，可將其電壓表示為

本文分別選取了0.047mF、0.47mF與4.7mF三組吸收電容，加入吸收電容后的開(kāi)關(guān)電壓如圖14所示?？梢钥吹?，三組吸收電容均具有一定的吸收效果，開(kāi)關(guān)器件的電壓尖峰明顯減小，振蕩周期增長(zhǎng)，振蕩現(xiàn)象減輕。此外，吸收電容越大，吸收效果越好，但吸收電容進(jìn)一步增大時(shí)，開(kāi)關(guān)器件的電壓尖峰及振蕩現(xiàn)象無(wú)明顯改善?？紤]到吸收電容的體積及成本，選取吸收電容為0.47mF，即可達(dá)到較好的電壓尖峰吸收效果。

為驗(yàn)證吸收電容的優(yōu)化效果，本文搭建了相應(yīng)的仿真。設(shè)置輸入電壓為600V，輸出功率為6.7kW，開(kāi)關(guān)頻率為40kHz，諧振電感及電容分別為3mH和4mF，開(kāi)關(guān)結(jié)電容為5nF。圖14b為寄生電感為10～300mH，吸收電容為0.47mF時(shí)的開(kāi)關(guān)電壓尖峰，當(dāng)寄生電感增大時(shí)，開(kāi)關(guān)電壓尖峰均保持在1.05倍的額定電壓以內(nèi)，實(shí)現(xiàn)了較好的優(yōu)化作用。

圖14 加入吸收電容后的開(kāi)關(guān)電壓波形

4 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證上述理論分析的正確性，本文搭建了如圖5所示的仿真模型，對(duì)RSCC開(kāi)關(guān)器件電壓尖峰及其抑制方法的有效性進(jìn)行驗(yàn)證，仿真參數(shù)見(jiàn)表1。

表1 RSCC仿真參數(shù)

Tab.1 Simulation parameters of RSCC

首先選取電路寄生電感為10～300nH，記錄不同寄生電感作用下的開(kāi)關(guān)電壓尖峰值，并與計(jì)算結(jié)果進(jìn)行對(duì)比，如圖15所示?？梢钥吹剑?dāng)寄生電感增大時(shí)，電壓尖峰隨之增大。仿真結(jié)果與計(jì)算結(jié)果的變化趨勢(shì)基本一致，電壓尖峰的曲線基本吻合，這表明本文所推導(dǎo)的數(shù)學(xué)模型具有一定的準(zhǔn)確性。

圖15 電壓尖峰值對(duì)比

設(shè)置寄生電感為100nH，S3及S4導(dǎo)通時(shí)間均為10%s。仿真得到的諧振電流波形如圖16所示?？梢钥吹剑捎诩纳姼蟹植嘉恢玫牟町?，上、下諧振單元的諧振周期略有不同，當(dāng)S1導(dǎo)通時(shí)，上諧振單元的諧振周期更短；當(dāng)S2導(dǎo)通時(shí)，下諧振單元的諧振周期更短，二者諧振周期的差異約為0.5ms，這種現(xiàn)象與理論分析的結(jié)果基本一致。

圖16 諧振電流波形

圖17為電壓尖峰仿真波形。可以看到，當(dāng)S13開(kāi)通時(shí)，在S14中產(chǎn)生了較大的電壓尖峰，同時(shí)伴隨高頻振蕩。測(cè)量可得，開(kāi)關(guān)器件的電壓尖峰為327V，振蕩頻率為7.121MHz，與理論分析結(jié)果基本一致。

圖17 電壓尖峰仿真波形

在開(kāi)關(guān)半橋兩端并聯(lián)容值為0.47mF的吸收電容，仿真波形如圖18所示?？梢钥吹剑琒14電壓的最大值為206V，僅為未加入吸收電容時(shí)電壓尖峰的62%左右。此外，振蕩頻率減小至746kHz，與理論分析結(jié)果相符。仿真結(jié)果表明，本文所選取的吸收電容對(duì)開(kāi)關(guān)電壓尖峰具有良好的吸收效果，且對(duì)其電壓振蕩現(xiàn)象具有一定的抑制作用。

圖18 加入吸收電容的仿真波形

4.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

基于上述分析，根據(jù)圖1搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，電路元件參數(shù)見(jiàn)表1。本文采用半橋SiC MOSFET模塊作為功率開(kāi)關(guān)器件，母排一與母排二的實(shí)物模型如圖19所示。

圖19 疊層母排模型

圖20a及圖20b分別為母排一及母排二的開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)波形以及諧振電流波形?？梢钥吹剑捎诩纳姼蟹植疾粚?duì)稱，兩個(gè)疊層母排中均出現(xiàn)了諧振電流不對(duì)稱的現(xiàn)象。此外，由于母排一中寄生電感的影響，在開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)波形中出現(xiàn)串?dāng)_現(xiàn)象。而在母排二中，串?dāng)_現(xiàn)象幾乎消失。

圖20 驅(qū)動(dòng)及諧振電流波形

圖21a為采用母排一的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，可以看到，由于寄生電阻的存在，開(kāi)關(guān)電壓及電流更早地出現(xiàn)了衰減現(xiàn)象。在開(kāi)關(guān)切換過(guò)程中，其兩端電壓存在高頻振蕩現(xiàn)象，開(kāi)關(guān)器件的電壓尖峰值達(dá)326V。

圖21b為采用母排二的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，可以看到，電壓尖峰減小至218V，僅為采用母排一時(shí)電壓尖峰的65%左右，電壓振蕩現(xiàn)象有明顯改善。

圖21 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖22為在母排二的基礎(chǔ)上加入0.47mF吸收電容的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，測(cè)得電壓尖峰為210V。與母排一的實(shí)驗(yàn)結(jié)果相比，電壓尖峰減小110V以上，電壓尖峰值減小35%左右。與未加入吸收電容相比，開(kāi)關(guān)電壓尖峰減小3%，表明本文所選取的吸收電容具有一定的尖峰抑制效果。

圖22 加入吸收電容的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

5 結(jié)論

本文分析了RSCC電路產(chǎn)生電壓尖峰及高頻振蕩的原因。通過(guò)對(duì)疊層母排的分析，建立了含有寄生電感的等效電路，推導(dǎo)了寄生電感與開(kāi)關(guān)電壓尖峰之間的關(guān)系，提出了相應(yīng)的解決方案，并對(duì)其進(jìn)行了仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，結(jié)果表明：

1）開(kāi)關(guān)器件的電壓尖峰與電路中的寄生電感有關(guān)，寄生電感越大，開(kāi)關(guān)器件的電壓尖峰越高。

2）通過(guò)減小疊層母排中的寄生電感，以及在開(kāi)關(guān)模塊兩端加入吸收電容等，可以有效地減小開(kāi)關(guān)器件中的電壓尖峰，改善電壓振蕩現(xiàn)象，提高電路運(yùn)行的可靠性。

致謝：本文作者衷心感謝日本富士電機(jī)株式會(huì)社所提供的資料信息及相關(guān)資助。

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Suppression of Voltage Spike in Resonant Switched Capacitor Converter Considering Parasitic Inductance

11121,34

（1. School of Electrical Engineering Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China 2. Electric Power Research Institute State Grid Zhejiang Electric Power Co. Ltd Hangzhou 310014 China 3. Key Laboratory of Optical Engineering Chinese Academy of Sciences Chengdu 610209 China 4. Fuji Electric Co. Ltd Tokyo 141-0032 Japan）

The resonant switched capacitor converter (RSCC) based on silicon carbide (SiC) devices is suitable for high operation efficiency and power density due to its soft switching characteristics. However, the high operation frequency makes it sensitive to the parasitic inductance, which may cause the voltage spike of switching devices. By analyzing the RSCC laminated busbar model, the equivalent circuit with parasitic inductance was built. The influence of parasitic inductance on the operating mode of the circuit was studied, and the relationship between the parasitic inductance and the voltage spike of the switching devices was derived. Accordingly, this paper proposed two voltage spike suppression methods for optimizing the laminated busbar model and the snubber capacitance. Simulation and experimental results verified the effectiveness and feasibility of the voltage spike suppression methods in this paper.

Resonant switched capacitor converter, laminated busbar, parasitic inductance, voltage spike suppression

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90231

國(guó)網(wǎng)浙江省電力有限公司科技項(xiàng)目（5211DS19003A）和國(guó)家自然科學(xué)基金重點(diǎn)項(xiàng)目（51737001）資助。

2020-07-04

2020-11-09

劉 妍 女，1998年生，碩士研究生，研究方向?yàn)榇蠊β孰娏﹄娮幼儞Q器及其控制。E-mail: 19121461@bjtu.edu.cn

楊曉峰 男，1980年生，副教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)槎嚯娖阶儞Q器技術(shù)、柔性直流輸電技術(shù)、電力電子技術(shù)在軌道交通中的應(yīng)用。E-mail: xfyang@bjtu.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠(chéng)）