一種適用于真空斷路器合閘的控制電路

習(xí)江飛，劉成，李正輝

（1.鐵科院（北京）工程咨詢有限公司，北京 100081；2.河南省軌道交通智能安全工程技術(shù)研究中心，河南 鄭州 450000）

斷路器是電力機車和城軌車輛的重要組成部分，承載牽引主電路的通斷，在瞬時大電流或短路時起著對主電路的保護作用，其動作次數(shù)頻繁，要求可靠性必須穩(wěn)定。為避免在分合閘時產(chǎn)生大量的電弧，要求合閘時間短、能量充足。電力機車通常采用真空斷路器，而城軌車輛則采用高速斷路器，本文以真空斷路器為研究對象展開。真空斷路器在合閘時需要充足的能量保證合閘線圈得電，使得動觸頭閉合，穩(wěn)定的直流電源是真空斷路器合閘線圈正常工作必不可少的，合閘線圈為能在短時間（通常在100 ms左右）內(nèi)獲得一個電流脈沖進行合閘，通常選擇兩種方式供電：一是蓄電池，二是儲能電容[1]。若選擇蓄電池，則需在外圍配置充電線路、保護電路，也需考慮過放電、過充電的問題；而選擇儲能電容則會避免這樣的狀況，其充電電路比蓄電池更簡單有效[2]。文獻[3]提出的儲能電容充電電路，充電起始時先將充電電阻串入電路中，當(dāng)電壓升至一定值時，閉合充電接觸器，繼續(xù)將輸出電壓升至最大值，該電路缺點是充電電阻、接觸器體積大，占用設(shè)計空間；當(dāng)負(fù)載側(cè)發(fā)生短路時，對電源側(cè)會造成沖擊。

基于上述原因，本文采用雙管Buck-Boost電路，如圖1所示，該電路具有無源器件少，開關(guān)管應(yīng)力低等優(yōu)點[4]，此外MOSFET具有自關(guān)斷能力，負(fù)載側(cè)發(fā)生短路時，不會對電源側(cè)造成影響。

圖1 雙管Buck-Boost變換器拓?fù)銯ig.1 Topology of double-tube Buck-Boost converter

圖1中，Ud為輸入電壓，Uo為輸出電壓，T1，T2為MOSFET開關(guān)管，D1，D2為二極管。

1 工作原理

圖1中，T1與 D1，T2與 D2分別構(gòu)成 Buck單元與Boost單元，該電路的特點是在任一時刻僅有一個開關(guān)管動作，即當(dāng)僅T1閉合、T2關(guān)斷時，該電路為Buck電路；當(dāng)T1保持閉合、T2閉合時，該電路為Boost電路。輸出、輸入電壓之間的關(guān)系不同，電路工作模式也不相同。假設(shè)電路中電感電流連續(xù)，等效Buck電路、等效Boost電路原理圖分別如圖2、圖3所示。

圖2 等效Buck電路Fig.2 Equivalent Buck circuit schematic diagram

圖3 等效Boost電路Fig.3 Equivalent Boost circuit schematic diagram

設(shè)開關(guān)管 T1，T2的占空比分別為 d1，d2，周期分別為Ts1，Ts2，由等效電路分析可知，雙管Buck-Boost組合電路的電壓轉(zhuǎn)化率[5-7]為

2 電路元件參數(shù)設(shè)計

電路設(shè)計要求：輸入電壓Ud=110 V，輸出直流電壓Uo=300 V，額定輸入電流 IL=6 A，T1，T2開關(guān)頻率均為50 kHz。

2.1 電感的參數(shù)設(shè)計

Boost模式下電感的紋波應(yīng)控制電感電流脈動的最大值為電感電流的20%，即

當(dāng)電容電壓達(dá)到300 V時，T2出現(xiàn)最大占空比，其最大占空比為

計算可得d2_max=0.63。在Boost模式下，電感電流IL在T2導(dǎo)通時上升，在T2關(guān)斷時下降，故電感電流脈動值為

由式（3）、式（4）可得電路的儲能電感為

計算得電感L=2.887 mH，實際取3 mH。

2.2 功率管T1和二極管D1的設(shè)計

在Buck模式下，T1，D1工作，所承受的是電源的輸入電壓，兩者的電壓應(yīng)力為

當(dāng)輸入電壓最高時，則承受的電壓最大。

一個周期內(nèi) T1，D1的電流有效值 IT1_Buck，ID1_Buck分別為

計算可知IT1_Buck=6.81 A，ID1_Buck=6.12 A。

2.3 功率管T2和二極管D2的設(shè)計

在Boost模式下，T2，D2工作，承受的是充電電路的輸出電壓，所承受的電壓應(yīng)力為

當(dāng)輸出電壓最高時，則承受的電壓最大。

在Boost模式下，一個周期內(nèi)開關(guān)管T2，二極管 D2的電流有效值 IT2_Boost，ID2_Boost分別為

計算可知IT2_Boost=6.72 A，ID2_Boost=6.20 A。

通過以上分析，并考慮2倍以上的裕量，充電電路的功率管T1，T2采用的型號為FCB20N60（20 A/600 V）；二極管D1，D2采用的型號為IDD12SG60C（600 V/12 A）。

3 電路控制方式設(shè)計

儲能電容選擇恒流充電，首先進行預(yù)充電，在Buck電路模式時采用滯環(huán)電流控制，其原理如文獻[8]。預(yù)充電結(jié)束后電路進入Boost模式，采用電流環(huán)PI調(diào)節(jié)，保持電流恒定，并對輸出電壓實時檢測，在電壓達(dá)到設(shè)定值300 V時停止充電，當(dāng)?shù)陀?80 V時則重新對電容進行充電。儲能電容充電電路控制圖如圖4所示。

圖4 儲能電容充電電路控制圖Fig.4 Capacitor charging circuit control chart

采用狀態(tài)空間平均法[9]對拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進行小信號模型分析，等效電路如圖5所示。

設(shè)T2的導(dǎo)通時間為ton2，選取電容電壓Uc和電感電流iL為狀態(tài)變量。圖5中，rc為電容C2的等效電阻。在Boost電路中，一個開關(guān)周期內(nèi)的2個工作狀態(tài)如圖6所示。

圖5 雙管Buck-Boost變換器小信號模型Fig.5 Small signal model of double Buck-Boost converter

圖6 Boost電路一個開關(guān)周期內(nèi)的工作狀態(tài)Fig.6 The working state of Boost circuit in a switching period

在時間段[0，d2Ts2]內(nèi)，T2導(dǎo)通，D2關(guān)斷，Boost模式在該階段的等效電路如圖6a所示，狀態(tài)方程為

在時間段[d2Ts2，Ts2]內(nèi)，T2關(guān)斷，D1導(dǎo)通，Boost模式在該階段的等效電路如圖6b所示，狀態(tài)方程為

令x（t）=[iLUc]T，u（t）=Ud為狀態(tài)變量，得：

式中：A1，A2，B1，B2為系數(shù)矩陣。

得到CCM Boost變換器的狀態(tài)空間平均方程如下式所示：

對狀態(tài)矢量均加入擾動指令后，得到擾動方程為

由直流穩(wěn)態(tài)分析得直流分量X：

解得：

加了擾動分量得到Boost交流小信號狀態(tài)方程為

對式（19）進行s域變換并改寫成標(biāo)量形式為

控制到電感電流的小信號傳遞函數(shù)為

圖4中T2的PWM信號是由信號波通過三角波作為載波調(diào)制產(chǎn)生，電流環(huán)傳遞函數(shù)框圖如圖7所示。圖7中，Gsi為電流控制器，Gid為控制對象，H為電流采樣系數(shù)，KPWM為信號波到占空比的等效系數(shù)，KPWM=1/Ucm，Ucm為載波幅值，由系統(tǒng)頻率與開關(guān)頻率決定。本文系統(tǒng)頻率為200 MHz，開關(guān)頻率為50 kHz，則KPWM=0.000 25。

圖7 電流環(huán)傳遞函數(shù)框圖Fig.7 Block diagram of current loop transfer function

充電電路中Ud為110V，電容C的容值為20mF，其內(nèi)阻為52 mΩ，占空比d2的取值為0～0.63，H值取1。由圖7可知該控制系統(tǒng)控制對象為

由式（22）可知，當(dāng)d′2取最小值即d′2=0.37時，系統(tǒng)穩(wěn)定性最差，開環(huán)傳遞函數(shù)為

為提高動態(tài)響應(yīng)，實現(xiàn)對電流的快速跟蹤，對控制系統(tǒng)進行補償[10]，采用電流環(huán)PI調(diào)節(jié)，開環(huán)截止頻率一般選取開關(guān)頻率的1/5～1/2，可獲得更好的電流環(huán)動態(tài)特性[11]，本文開環(huán)截止頻率選取開關(guān)頻率的1/5，即20 000π rad/s?？刂破鲄?shù)應(yīng)滿足以下關(guān)系：

求得積分系數(shù)Kii=1 318.8，比例系數(shù)Kip=4.2。加入電流控制器前后的Bode圖分別如圖8、圖9所示。可以看出，加入PI控制器后，低頻增益增大，相頻特性有很大的相位，系統(tǒng)動態(tài)性能改善。

圖8 加入電流控制器前的開環(huán)Bode圖Fig.8 Open loop Bode diagram before adding current controller

圖9 加入電流控制器后的閉環(huán)Bode圖Fig.9 Closed loop Bode diagram after adding current controller

4 仿真及實驗驗證

為了進一步驗證滯環(huán)電流控制及電流環(huán)PI調(diào)節(jié)的有效性，搭建了仿真及實驗平臺，其設(shè)計參數(shù)為：輸入電壓DC110 V，輸出電壓DC 300 V，充電電流6 A，電感3 mH，儲能電容20 mF。

4.1 仿真分析

預(yù)充電時T1導(dǎo)通，電路為Buck模式，控制方式為滯環(huán)電流控制，其滯環(huán)寬度為1 A，該模式下的電流、電壓波形分別如圖10、圖11所示。

圖10 Buck模式下電感電流IL波形Fig.10 Inductor current ILwaveform in Buck mode

圖11 Buck模式下電容電壓Uc波形Fig.11 Capacitor voltage Ucwaveform in Buck mode

圖10中，電感電流值為5～6 A，在0.6 s時減小為0，對應(yīng)于圖11預(yù)充電電壓達(dá)到110 V，表明預(yù)充電在0.6 s時完成。

預(yù)充電結(jié)束后，T2閉合，電路進入Boost模式，電路繼續(xù)為儲能電容充電，當(dāng)電壓達(dá)到300 V后充電結(jié)束。充電全過程電感電流波形如圖12所示。

圖12 電感電流波形Fig.12 Inductance current waveform

由圖12可知，電路0～0.6 s時工作在Buck模式，在0.6～1.6 s時工作在Boost模式，電感電流在5.8～6.4 A，紋波為0.6 A，滿足設(shè)計要求。儲能電容電壓波形如圖13所示。

圖13 儲能電容電壓波形Fig.13 Storage capacitor voltage waveform

圖13中，在Boost充電模式下，儲能電容電壓線性增長，用時1 s從110 V增加到300 V時，充電總用時1.6 s。

4.2 實驗驗證

為驗證恒流充電的控制策略，對充電電路搭建了實驗平臺，完成了一臺輸入電壓為DC110 V/6 A（77～137.5 V），輸出為DC300 V的樣機，并進行實驗驗證，實驗中式（24）、式（25）中的參數(shù)取Kii=1 318.8，Kip=4.2。圖14為電感電流波形圖。

圖14 電感電流波形Fig.14 Inductor current waveform

圖14中，“①”表示電路工作在Buck階段，電流范圍5～6A；“②”表示電路工作在Boost模式，電感電流恒定，電流在6 A左右；“③”表示電流降為0，充電完成。圖15為儲能電容電壓波形圖。

圖15 儲能電容電壓波形Fig.15 Storage capacitor voltage waveform

對應(yīng)于圖15中，“①”為預(yù)充電階段，用時約0.5 s電壓達(dá)到110 V；“②”表示充電進入Boost模式，電容電壓繼續(xù)上升；“③”表示電壓已達(dá)300 V，全程用時1.6 s左右，儲能電容電壓的實驗驗證與仿真平臺保持一致。

5 結(jié)論

本文對真空斷路器合閘控制電路提出了改進，采用雙管Buck-Boost變換器為儲能電容充電，討論了滯環(huán)電流控制和電流環(huán)PI調(diào)節(jié)的控制方案，建立了小信號數(shù)學(xué)模型，充電電路可實現(xiàn)全過程恒流充電，仿真和實驗結(jié)果表明該充電電路電流穩(wěn)定在6 A，充電至電壓300 V用時為1.6 s，控制方式穩(wěn)定，較好地滿足了斷路器合閘控制電路的設(shè)計要求。