基于FPGA的高頻逆變裝置的變頻移相控制實(shí)現(xiàn)

陳 雪，趙建榮，黃 輝，柳 龍，胡丁文

(1.西安許繼電力電子技術(shù)有限公司，西安 710075;2.西安西電高壓開關(guān)有限責(zé)任公司，西安 710018)

0 引言

電動(dòng)汽車無線充電是非接觸式感應(yīng)電能傳輸系統(tǒng)在大功率供電領(lǐng)域的一項(xiàng)應(yīng)用，完整的無線充電網(wǎng)絡(luò)，主要分為地面設(shè)備、本地監(jiān)控設(shè)備、車載設(shè)備和車聯(lián)網(wǎng)平臺(tái)4大部分。本文的研究對(duì)象為該網(wǎng)絡(luò)中的高頻逆變電路(工作頻率為82 kHz)，分析了高頻逆變器的工作特性，最終確定了移相和調(diào)頻結(jié)合的控制方案并針對(duì)此方案選擇合適的控制系統(tǒng)。文獻(xiàn)[1]介紹了基于FPGA的PWM控制器，通過計(jì)算脈寬數(shù)據(jù)并判斷電流過零點(diǎn)并計(jì)算脈沖頻率來實(shí)現(xiàn)對(duì)半控整流器電路的控制，但該文獻(xiàn)中算法處理放在FPGA中完成，而FPGA并不適用于數(shù)學(xué)運(yùn)算且算法處理極其占用資源，如果強(qiáng)行使用FPGA處理所有算法會(huì)使得選擇的FPGA芯片價(jià)格成本過高，所以該方案不適合工程應(yīng)用。文獻(xiàn)[2]中介紹了基于DSP的全橋移相脈沖生成，采用DSP的事件管理器生成PWM波，同時(shí)基于移相策略完成功率閉環(huán)控制，但該文獻(xiàn)中逆變電路的工作頻率為20 kHz，而本文中高頻逆變電路工作頻率需要達(dá)到82 kHz，工況有所不同。文獻(xiàn)[3]中通過在FPGA中完成PID算法和PWM生成控制逆變電源，但對(duì)于FPGA的具體實(shí)現(xiàn)未給出詳細(xì)介紹。針對(duì)本文采用的移相和調(diào)頻相結(jié)合的控制方式，提出了一種DSP與FPGA相結(jié)合的控制系統(tǒng)，其中DSP完成算法計(jì)算生成脈沖頻率和相位角，并通過數(shù)據(jù)總線傳遞給FPGA；FPGA通過總線接收DSP發(fā)送的頻率、相位值，完成具體的變頻、移相、PWM波生成等工作。本文側(cè)重于說明FPGA的工作內(nèi)容。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和原理

非接觸感應(yīng)電能傳輸系統(tǒng)的原理如圖1[4]所示，地端變流裝置連接電網(wǎng)的三相交流電，對(duì)交流電整流濾波變換為直流電，再通過高頻逆變器將直流電逆變成高頻交變電流[5]。地面諧振單元與車載諧振單元通過可分離變壓器磁諧振進(jìn)行能量傳遞。車載變流裝置將變壓器副邊輸出的高頻電流由高頻二極管不可控整流轉(zhuǎn)化為直流電，給車載動(dòng)力電池充電，地端控制器和車端控制器之間通過wifi模塊進(jìn)行通信。

圖1 靜止式無線充電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

對(duì)于地端逆變部分，需要對(duì)系統(tǒng)引入控制策略，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的閉環(huán)穩(wěn)定工作，從而達(dá)到對(duì)原邊逆變器等效輸出電壓的調(diào)節(jié)，因此諧振網(wǎng)絡(luò)輸入阻抗呈現(xiàn)感性即可實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。采集副邊電池的充電電流，通過wifi無線通信發(fā)送給原邊，在原邊通過PI控制改變高頻逆變電路PWM波的頻率或者改變PWM移相角，達(dá)到改變輸出功率的目的。

本文的研究對(duì)象是高頻逆變電路，如圖2所示，全橋逆變電路若采用移相控制方式，T1和T2(T3和T4)輪流導(dǎo)通，各導(dǎo)通180度。T1和T3相差α移相角，輸出電壓的有效值僅與移相角相關(guān)，負(fù)載性質(zhì)不會(huì)使得輸出電壓波形發(fā)生畸變[6]。若采用變頻控制是改變驅(qū)動(dòng)信號(hào)PWM的頻率，即改變系統(tǒng)的工作頻率來達(dá)到改變系統(tǒng)的輸出功率的目的[7-8]。本文采用了移相和調(diào)頻結(jié)合的方案，上電階段調(diào)頻至合適的諧振頻率，同時(shí)把T1和T3移相角從0增大到π，使得功率緩慢增加，減小電流過沖，等系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行后，根據(jù)工況微調(diào)頻率和相位實(shí)現(xiàn)輸出功率的調(diào)節(jié)。

圖2 高頻逆變電路原理圖

2 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

移相和調(diào)頻相結(jié)合的輸出控制方式具有高精度、寬范圍和適應(yīng)性強(qiáng)的特點(diǎn)，在選擇控制芯片時(shí)考慮到系統(tǒng)工作頻率、控制精度高，常用的以DSP作為控制芯片的做法遇到了一些困難，由于DSP的專用PWM口數(shù)量有限，開關(guān)頻率比較高時(shí)中斷周期時(shí)間不夠用，且DSP不擅長(zhǎng)做時(shí)序控制而數(shù)字信號(hào)及算法處理能力強(qiáng)；反之FPGA數(shù)字信號(hào)及算法處理能力弱，但具有并行執(zhí)行、靈活性強(qiáng)、硬件可編程、擅長(zhǎng)時(shí)序控制的特點(diǎn)，更適合進(jìn)行高頻率高精度的時(shí)序控制[9]；所以最終控制系統(tǒng)綜合兩者的優(yōu)缺點(diǎn)，采用DSP+FPGA的結(jié)構(gòu)，其中DSP完成PI控制、頻率/移相角計(jì)算等功能；FPGA通過數(shù)據(jù)地址總線接收DSP發(fā)送的頻率、相位指令，完成頻率和相位可調(diào)的PWM生成以及保護(hù)等相關(guān)邏輯功能；FPGA芯片選用Altera公司的Cyclone Ⅳ系列的EP4CE40F23I7芯片，該芯片具有邏輯單元(LE)39600個(gè)，用戶IO口329個(gè)，PLL數(shù)量4個(gè)，能夠滿足該項(xiàng)目需求。

3 基于FPGA的硬件模塊設(shè)計(jì)

基于FPGA實(shí)現(xiàn)移相調(diào)頻功能的總結(jié)構(gòu)如圖3所示，DSP中計(jì)算出移相和頻率指令后傳遞給FPGA，由FPGA負(fù)責(zé)相位和頻率可調(diào)的PWM的生成，DSP一個(gè)中斷周期發(fā)送一次移相和頻率指令，F(xiàn)PGA通過數(shù)據(jù)、地址總線從DSP接收到指令后，暫存在鎖存器中，由狀態(tài)機(jī)控制鎖存器更新輸出移相角和頻率設(shè)定值的時(shí)刻，頻率生成模塊產(chǎn)生初始PWM波，即T1管的PWM波，初始PWM取反作為T2管的PWM波，移相控制模塊對(duì)初始PWM波進(jìn)行給定相位的移相，生成移相后的PWM波，即T3管波形，T3波形取反得到T4管的PWM波。最終生成4路驅(qū)動(dòng)信號(hào)供給4個(gè)開關(guān)管。而狀態(tài)機(jī)控制的移相角和頻率設(shè)定值時(shí)刻是避免指令在切換過程中出現(xiàn)非法的PWM脈沖，影響控制效果的關(guān)鍵。

圖3 基于FPGA實(shí)現(xiàn)移相調(diào)頻的結(jié)構(gòu)框圖

3.1 定頻率PWM生成模塊

FPGA的時(shí)序處理過程首先需要一個(gè)外部參考時(shí)鐘，將晶振輸入的時(shí)鐘信號(hào)經(jīng)過PLL倍頻得到100 M高速時(shí)鐘信號(hào)，通過按照一定周期對(duì)計(jì)數(shù)器進(jìn)行累加，累加到最大值后將計(jì)數(shù)器進(jìn)行清零，以此形成和DSP給定頻率同頻的鋸齒波，這個(gè)最大值也成為周期計(jì)算器的值，周期寄存器的值可以通過計(jì)算得到。計(jì)數(shù)器的周期寄存器值的計(jì)算公式為：

Tcnt=fclk/fPWM

(1)

式中,fclk為PLL輸出時(shí)鐘頻率100 M；fPWM為DSP給定PWM頻率；Tcnt為計(jì)數(shù)器的周期寄存器值。100 M除以給定頻率，就是需要計(jì)數(shù)的次數(shù)。

采用增計(jì)數(shù)器以100 M高速時(shí)鐘信號(hào)為基準(zhǔn)進(jìn)行計(jì)數(shù)累加，當(dāng)計(jì)數(shù)值等于周期寄存器的值時(shí)清零計(jì)數(shù)值，計(jì)數(shù)器輸出的計(jì)數(shù)值再和比較寄存器進(jìn)行比較，就生成了給定頻率的初始PWM_T1波。該部分代碼原理如圖4所示。遞增計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)值達(dá)到周期寄存器值時(shí)將計(jì)數(shù)器的值清零，即可得到圖中的周期變化的鋸齒波，由于系統(tǒng)要求PWM占空比為50%，所以比較寄存器的值等于周期寄存器的1/2。經(jīng)過比較器把計(jì)數(shù)值和比較寄存器的值進(jìn)行比較，當(dāng)計(jì)數(shù)值小于比較值時(shí)置PWM波為高電平，反之為低電平，就得到了頻率為給定頻率fpwm占空比為50%的初始PWM波，也即T1管脈沖。

圖4 初始PWM生成原理圖

3.2 移相控制器模塊

生成初始PWM_T1后，進(jìn)入移相控制模塊按照DSP給定的PWM移相角度進(jìn)行移相，通過對(duì)初始PWM_T1脈沖的上升沿和下降沿分別做延時(shí)進(jìn)行了移相處理。如圖5所示，初始脈沖首先進(jìn)行上升沿延時(shí)濾波，得到波形①，再對(duì)波形①進(jìn)行下降沿延時(shí)濾波(濾波相同時(shí)間長(zhǎng)度)后得到波形②，△T1即代表移相角度。經(jīng)過移相處理后即得到T3管的PWM_T3波。

圖5 移相過程時(shí)序圖

該部分代碼原理如圖6所示，初始脈沖首先需要進(jìn)行上升沿檢測(cè)，以上升沿為起點(diǎn)開始，輸出脈沖的初始狀態(tài)為低電平，按照PLL鎖相環(huán)倍頻產(chǎn)生100 M時(shí)鐘信號(hào)用計(jì)數(shù)器1進(jìn)行累加計(jì)數(shù)，通過比較器1比較計(jì)數(shù)值1乘以時(shí)鐘周期的時(shí)間和給定移相時(shí)間的時(shí)候，計(jì)數(shù)器1清零，輸出脈沖變?yōu)楦唠娖?，得到波形①，再?duì)波形①進(jìn)行下降沿檢測(cè)，以下降沿為起點(diǎn)開始，按照100M的時(shí)鐘頻率用計(jì)數(shù)器2進(jìn)行計(jì)數(shù)，通過比較器2比較，當(dāng)計(jì)數(shù)值2乘以時(shí)鐘周期等于移相時(shí)間的時(shí)候，計(jì)數(shù)器2清零，輸出脈沖變?yōu)榈碗娖?，得到波形②PWM_T3，即T3管脈沖。

圖6 移相原理圖

3.3 狀態(tài)機(jī)控制模塊

由于該控制方法中，DSP每一個(gè)中斷周期更新一次頻率和移相角，DSP傳遞的頻率指令和移相角度發(fā)生變化的時(shí)間對(duì)于FPGA來說是不確定的，如果在一個(gè)PWM波的中間時(shí)刻更新了頻率或移相角，可能會(huì)出現(xiàn)PWM占空比不為50%的脈沖或其他非法脈沖，所以需要保證PWM波無縫的切換到下一個(gè)周期，也就是新的指令下產(chǎn)生的PWM需要在舊的指令下一個(gè)完整周期的PWM輸出完成后再切換，所以就需要控制頻率或移相角更新的時(shí)刻，等待這一周期PWM結(jié)束，在下一個(gè)脈沖上升沿開始再執(zhí)行最新的移相角/頻率。

以圖7所示為例，頻率從40 kHz變化為30 kHz，頻率發(fā)生切換時(shí)，應(yīng)該等待40 kHz的PWM當(dāng)前周期結(jié)束后的下一個(gè)周期，再開始30 kHz的脈沖；同樣的，相位從0°變化為90°，相位切換時(shí)，也需要等待當(dāng)前周期結(jié)束，再?gòu)南乱粋€(gè)周期開始進(jìn)行移相。

圖7 頻率和相位切換控制時(shí)序圖

正確更新脈沖的關(guān)鍵在于相位和頻率切換的時(shí)間結(jié)點(diǎn)，按3.2節(jié)所述移相原理，如圖8所示，CNT1為從初始PWM_T1上升沿開始計(jì)數(shù)的增計(jì)數(shù)器1，CNT2為PWM_T1_sig下降沿開始計(jì)數(shù)的增計(jì)數(shù)器2。CNT1計(jì)數(shù)到比較值后保持等于比較值直到PWM_T1等于0時(shí)清零。CNT2計(jì)數(shù)到比較值后保持等于比較值直到PWM_T1_sig等于1時(shí)清零。在圖8中將初始PWM_T1的一個(gè)完整周期分為4個(gè)時(shí)間段。分析了如果在各個(gè)時(shí)間段切換時(shí)的情況：

圖8 窄脈沖時(shí)序圖

t1～t2時(shí)間段，可以更新頻率和移相角。

t2～t3時(shí)間段，可以更新頻率，不能更新移相角，按照移相控制器程序的邏輯，此時(shí)間段內(nèi)計(jì)數(shù)值1等于比較值(移相時(shí)間)，如果這時(shí)移相相位更新，即比較值更新，如比較值增加2，那么CNT1會(huì)重新小于比較值，會(huì)觸發(fā)比較器的輸出變化，脈沖從高電平突變?yōu)榈碗娖?，等到CNT1再累加兩次，就再次等于新的比較值，脈沖從低電平恢復(fù)為高電平，就產(chǎn)生了如圖8所示的窄脈沖。

t3～t4時(shí)間段，可以更新頻率和移相角。

t4～t5時(shí)間段，可以更新頻率，不能更新移相角，同樣會(huì)產(chǎn)生窄脈沖。

最終選擇t3～t4作為更新移相角和頻率的時(shí)間段避免脈沖異常的出現(xiàn)。

采用有限狀態(tài)機(jī)模塊STATE MACHINE，通過判斷PWM_T1和PWM_T3的高低電平狀態(tài)，如圖9所示，在PWM_T1為低電平時(shí)保持在狀態(tài)0中，在PWM_T1為高電平后跳轉(zhuǎn)到狀態(tài)1中，狀態(tài)機(jī)從狀態(tài)1無條件跳轉(zhuǎn)到狀態(tài)2，在狀態(tài)2中判斷當(dāng)PWM_T1為高電平時(shí)保持在狀態(tài)2中，為低電平時(shí)跳轉(zhuǎn)回狀態(tài)0，這樣就把PWM_T1按電平情況劃分為不同的狀態(tài)機(jī)狀態(tài)，狀態(tài)0表示低電平狀態(tài)，狀態(tài)1表示是上升沿，狀態(tài)2表示高電平，于是頻率和移相角指令在狀態(tài)1進(jìn)行更新，即屬于上一節(jié)所述的t1～t2時(shí)間段，在該時(shí)刻更新頻率和移相角指令可以保證PWM在指令更新的前后兩個(gè)周期都輸出的PWM正確無誤。

圖9 狀態(tài)機(jī)

4 試驗(yàn)結(jié)果與分析

本文的FPGA設(shè)計(jì)在Quartus II 12.0軟件平臺(tái)上進(jìn)行綜合，采用Signal-Tap進(jìn)行在線仿真，并在實(shí)際工程中得到了驗(yàn)證。測(cè)試過程分為移相調(diào)頻的離線功能測(cè)試和系統(tǒng)級(jí)驗(yàn)證。

4.1 移相調(diào)頻的離線功能測(cè)試

首先在離線情況下驗(yàn)證移相和調(diào)頻的功能。調(diào)頻功能測(cè)試，如圖10(a)所示，DSP下發(fā)頻率33 k(30 μs)～20 k(50 μs)的切換，用示波器觀察切換點(diǎn)的波形， FPGA收到更新的頻率角度后，在下一個(gè)T1管脈沖上升沿開始以最新的頻率執(zhí)行，可以看到在切換點(diǎn)前的一個(gè)周期為30 μs，切換點(diǎn)后的一個(gè)周期是50 μs，無非法脈沖。

移相功能測(cè)試，如圖10(b)所示，DSP下發(fā)移相角度即移相時(shí)間從5～0 μs，F(xiàn)PGA收到更新的移相角度后，在收到指令后在下一個(gè)T1管脈沖上升沿開始以最新的移相角度0執(zhí)行。滿足系統(tǒng)控制要求。

圖10 變頻移相實(shí)驗(yàn)波形圖

4.2 系統(tǒng)測(cè)試

本設(shè)計(jì)輸出最大功率為11 kW，在啟動(dòng)時(shí)，如圖11(a)所示是將T1和T3相位角從0逐步移相至π的過程中移相角為π/2、頻率為81.3 kHz時(shí)的波形圖，1通道為高頻逆變輸出電壓，2通道為高頻逆變輸出電流，3通道為高頻逆變輸入側(cè)直流母線電壓。如圖11(b)所示，是移相角為π、頻率為81.9 kHz時(shí)的運(yùn)行波形，此時(shí)系統(tǒng)諧振工作頻率為81.9 kHz，電流和電壓之間相位差為零。

圖11 高頻逆變電流電壓波形

系統(tǒng)測(cè)試過程中移相角可以通過后臺(tái)進(jìn)行修改，如圖12所示，地端直流電壓為260 V時(shí)移相角指令為99°時(shí)，充電功率為0.3 kW。

圖12 控制后臺(tái)

在地端直流電壓、車地端耦合系數(shù)、負(fù)載電阻一定的情況下，改變移相角可以改變系統(tǒng)的輸出功率，如表1所示是在不同移相角下的功率參數(shù)，在不同功率下效率均超過國(guó)標(biāo)規(guī)定的92.5%。

表1 運(yùn)行參數(shù)表(地端直流電壓600 V)

5 結(jié)束語(yǔ)

結(jié)合移相和調(diào)頻控制的優(yōu)點(diǎn)，針對(duì)電動(dòng)汽車無線充電系統(tǒng)中高頻逆變部分采用了移相和調(diào)頻相結(jié)合的控制方案[10]。在控制硬件平臺(tái)選擇上，由于DSP擅長(zhǎng)數(shù)字計(jì)算但開關(guān)頻率高時(shí)資源緊張，而FPGA具有并行執(zhí)行、擅長(zhǎng)時(shí)序控制等特點(diǎn)，更適合實(shí)現(xiàn)高頻率高精度的時(shí)序控制，所以最終采用DSP+FPGA的控制系統(tǒng)，即由FPGA接收DSP發(fā)送的脈沖頻率和移相角后，采用硬件編程語(yǔ)言完成變頻移相模塊，生成頻率相位可調(diào)的PWM波，并且用狀態(tài)機(jī)控制頻率和相位的更新時(shí)間避免了非法脈沖的出現(xiàn)。并在電動(dòng)汽車無線充電系統(tǒng)運(yùn)行中驗(yàn)證了該控制方法的正確性。