0.3～3.5 GHz混合連續(xù)類(lèi)功率放大器的設(shè)計(jì)

李 軍 代法亮 尹希雷 朱佳垟 劉春秀 劉太君

(寧波大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院 寧波 315211)

1 引言

無(wú)線通信領(lǐng)域每一次技術(shù)更新都伴隨著帶寬的拓展，以支持更大的數(shù)據(jù)傳輸速率和數(shù)據(jù)容量。射頻功率放大器(功放)作為無(wú)線通信系統(tǒng)中最重要的有源模塊，其性能的好壞直接影響著無(wú)線通信系統(tǒng)性能的通信質(zhì)量。因此寬帶高效率功率放大器的設(shè)計(jì)仍然是當(dāng)今研究的熱點(diǎn)。而寬帶功率放大器設(shè)計(jì)的難點(diǎn)在于寬帶范圍內(nèi)功放的最優(yōu)阻抗隨頻率會(huì)有較大的變化，關(guān)鍵在于如何選取一個(gè)最優(yōu)阻抗解使得其在寬帶范圍內(nèi)得到最優(yōu)阻抗以及寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。而傳統(tǒng)的A, AB, B, C類(lèi)功放很難在寬帶范圍內(nèi)同時(shí)實(shí)現(xiàn)高效率和高輸出功率。而D, E類(lèi)等開(kāi)關(guān)類(lèi)功放在GHz以上頻段會(huì)發(fā)生波形失真，且受到功放器件的開(kāi)關(guān)限制，很難有實(shí)際用途[1,2]。F類(lèi)功放則需要對(duì)高次諧波進(jìn)行精確的控制，在寬帶范圍內(nèi)很難實(shí)現(xiàn)。由Cripps等人[3]在2009年提出一種新型諧波控制類(lèi)功放即J類(lèi)功放，它相比于F類(lèi)功放二次諧波阻抗不再需要嚴(yán)格的開(kāi)路或者短路，使得J類(lèi)功放具有實(shí)現(xiàn)寬帶的潛力。而在J類(lèi)功放的基礎(chǔ)上提出的連續(xù)功率放大器，相比于對(duì)各次諧波和基波阻抗進(jìn)行精確控制的傳統(tǒng)諧波控制類(lèi)型，連續(xù)型功放模式有著較為豐富的最佳阻抗解空間，簡(jiǎn)化寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)復(fù)雜度[4,5]。而混合連續(xù)類(lèi)功放在包含連續(xù)F類(lèi)與連續(xù)B/J類(lèi)的基礎(chǔ)上將阻抗解空間進(jìn)一步擴(kuò)大，相比于傳統(tǒng)連續(xù)類(lèi)它實(shí)現(xiàn)寬帶功放的潛力更大。

本文首先分析混合連續(xù)類(lèi)的漏極電壓公式進(jìn)而推導(dǎo)出阻抗設(shè)計(jì)空間，然后通過(guò)使用一種新型的諧波網(wǎng)絡(luò)，再采用階躍阻抗低通濾波結(jié)構(gòu)作為輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，最后基于功率密度大、擊穿電壓高、電子飽和漂移速度高的第3代半導(dǎo)體GaN HEMT[6,7]設(shè)計(jì)了一款性能優(yōu)越的超寬帶功放。

2 混合連續(xù)類(lèi)功放原理

最早由英國(guó)卡迪夫大學(xué)的Cripps等人[3]提出的F,J類(lèi)功放通過(guò)降低導(dǎo)通角來(lái)提高功放的效率。通過(guò)假定電流諧波分量在器件輸出端為短路狀態(tài)，保證了功放輸出電壓波形為正弦波[8]。在Cripps等人推導(dǎo)過(guò)程中定義歸一化電壓公式為

隨著 v1r, v1q, ···, vnq的取值不同，漏極電壓表現(xiàn)出不同的時(shí)域波形。為了保證良好的線性防止功放漏壓進(jìn)入膝值區(qū)，因膝值區(qū)電流急劇下降會(huì)帶來(lái)削波、增益壓縮、AM-PM失真等一系列不良的影響。Cripps定義了“Zero-Grazing”: v (θ)≥0。

當(dāng) α =0 時(shí)電壓波形為B類(lèi)波形，當(dāng)α =1時(shí)此時(shí)為J類(lèi)功放，當(dāng) α在-1～1變化時(shí)對(duì)應(yīng)一系列的B類(lèi)和J類(lèi)的功放類(lèi)型。與連續(xù)B/J類(lèi)的來(lái)源相似對(duì)F類(lèi)的推廣得到了連續(xù)F類(lèi)的功放模型其電壓波形表達(dá)式為[8]

其中， β值在-1～1變化。結(jié)合連續(xù)F類(lèi)和B/J類(lèi)的電壓波形，Chen等人[9]推導(dǎo)出了混合連續(xù)類(lèi)功放漏極電壓表達(dá)式

根據(jù)電壓電流表達(dá)式可以推導(dǎo)出它在電流源平面下的基波阻抗及2次諧波阻抗

其中， Ropt=2(VDC-Vknee)/IMax通過(guò)Load-pull技術(shù)得到Ropt=36 Ω, VDC是 漏極電壓，IMax為晶體管所能承受的最大電流。當(dāng) α′, β′, γ取不同值時(shí)得到電 流源平面的阻抗空間如圖2所示。

圖1 混合連續(xù)類(lèi)歸一化漏極電壓波形

3 混合連續(xù)類(lèi)功放的電路設(shè)計(jì)

3.1 基于波形工程的電路設(shè)計(jì)

“波形工程”的主要思想在于通過(guò)合理的增加諧波分量來(lái)調(diào)控電壓和電流波形使得功率管漏極輸出電壓和電流發(fā)生較小的重疊，從而減小漏極功率消耗，同時(shí)保證較好的諧波抑制，從而在較寬的頻帶范圍內(nèi)維持高效率[10,11]。在新型連續(xù)性的拓展中，在保證某一固定偏置下，通過(guò)對(duì)諧波以及基波阻抗成分進(jìn)行調(diào)整，控制晶體管的漏極電流與電壓之間的重疊盡可能減小，使得該連續(xù)型模型在一個(gè)更為寬泛的阻抗解空間中保持合適的輸出功率以及效率。

圖2 混合連續(xù)類(lèi)電流源平面的阻抗變化軌跡

圖3 諧波調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)

圖3是本文所采用的諧波控制網(wǎng)絡(luò)，該諧波控制網(wǎng)絡(luò)是基于中心頻率IB(Impedance Buffer)[12,13]理論所設(shè)計(jì)的。通過(guò)將1/4波長(zhǎng)的開(kāi)路短截線與半波長(zhǎng)短路短截線并聯(lián)實(shí)現(xiàn)對(duì)功放諧波控制。其中θS13f0=90°, ZS1為 自由設(shè)計(jì)值，因?yàn)樵谄矫鍼1引入了I B1則 在3次諧波為短路。傳輸線L1的作用主要是在 IB1之 前3次諧波阻抗虛部部分不受I B1之后網(wǎng)絡(luò)影響。特征阻抗ZL1和 傳輸線L1的 電長(zhǎng)度θL1滿(mǎn)足關(guān)系式

其中， Z0(3f0)是 通過(guò)負(fù)載牽引技術(shù)在3 f0得到的最優(yōu)阻抗，ZL1為 自由設(shè)計(jì)空間。而傳輸線L1的電長(zhǎng)度θL1求解如

通過(guò)在 2f0半波長(zhǎng)短路短截線結(jié)合傳輸線L2，采用同樣的方式可以在 2f0處獲得最優(yōu)諧波阻抗。其中θS22f0=180°, ZS2為 自由設(shè)計(jì)值。由于在2 f0的短路條件需要滿(mǎn)足平面 P2， 傳輸線L2在2 f0的電長(zhǎng)度滿(mǎn)足關(guān)系

在平面 P1處 的阻抗Z1(2f0)可通過(guò)式(10)計(jì)算得到

其中， Z0(2f0)可通過(guò)負(fù)載牽引技術(shù)得到。因此諧波 網(wǎng)絡(luò)的所有參數(shù)可由以上的式(6)-式(10)確定。

3.2 匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

由于諧波網(wǎng)絡(luò)已經(jīng)將2次諧波阻抗控制在高效率和高輸出功率區(qū)域并且盡量維持在Smith邊緣，因此輸出匹配網(wǎng)絡(luò)主要完成對(duì)基波阻抗匹配。為了實(shí)現(xiàn)對(duì)基波匹配網(wǎng)絡(luò)的精確設(shè)計(jì)，在大信號(hào)模型下采用負(fù)載牽引技術(shù)得到最優(yōu)基波阻抗。并采用最平坦低通原型結(jié)構(gòu)[14]，利用階梯阻抗變換線[15,16]將最優(yōu)負(fù)載阻抗匹配到5 0 Ω。利用ADS中的隨機(jī)優(yōu)化算法得到的最終結(jié)構(gòu)如圖4所示。圖5給出了該功放在其工作帶寬內(nèi)的阻抗分布曲線，可以看出其阻抗分布與理論推導(dǎo)一致。較好地實(shí)現(xiàn)了對(duì)功放基波阻抗的匹配和對(duì)高次諧波的抑制。輸入匹配網(wǎng)絡(luò)主要是通過(guò)負(fù)載牽引技術(shù)得到最優(yōu)源阻抗并通過(guò)Smith圓圖進(jìn)行匹配，這里不再詳細(xì)說(shuō)明了，具體的參數(shù)將在后面給出。

圖4 優(yōu)化后的電流源平面的諧波網(wǎng)絡(luò)加匹配結(jié)構(gòu)

4 整體電路仿真和測(cè)試

4.1 整體電路仿真

本次設(shè)計(jì)采用的晶體管為C r e e 公司的CGH40010F GaN HEMT的封裝功放管，漏極電壓為28 V，柵極電壓為-2.8 V，采用Rogers4003C的介質(zhì)基板，介電常數(shù)3.38厚度為0.813 mm。整體電路的結(jié)構(gòu)如圖6所示。

圖5 在電流源平面的輸出網(wǎng)絡(luò)阻抗變換軌跡

圖7給出了在大信號(hào)下ADS仿真電壓電流波形，可以看出電壓電流波形基本上滿(mǎn)足連續(xù)F類(lèi)與連續(xù)B/J類(lèi)的電壓電流波形形式，并且電壓幅度接近 2 VDD。

4.2 功放實(shí)物與實(shí)際測(cè)試

采用Rogers 4003c板材加工的功放PCB實(shí)物照片如圖8所示。進(jìn)行大信號(hào)測(cè)試功放的輸出功率、漏極效率、功率附加效率、增益和仿真的結(jié)果如圖9所示。最終在0.3～3.5 GHz頻段內(nèi)得到的增益為10～18 dB，漏極效率為58.4%～72.6%，輸出功率為39.8～41.2 dBm。表1是與近些年來(lái)國(guó)內(nèi)外相關(guān)功放設(shè)計(jì)的效果對(duì)比。

圖6 整體電路結(jié)構(gòu)圖

圖7 不同頻點(diǎn)下大信號(hào)仿真電壓電流波形

圖8 混合連續(xù)類(lèi)功放實(shí)物圖

5 結(jié)束語(yǔ)

本文通過(guò)分析連續(xù)F類(lèi)、B/J類(lèi)功放電壓波形確定混合連續(xù)類(lèi)功放的阻抗設(shè)計(jì)空間，基于阻抗緩沖(IB)概論提出了一種設(shè)計(jì)諧波網(wǎng)絡(luò)的方法，有效地將基波、2次諧波和3次諧波的阻抗控制到理論提出的設(shè)計(jì)空間內(nèi)。本文采用Cree公司的CGH40010FGaN HEMT的功放管，設(shè)計(jì)一款寬帶跨3個(gè)倍頻程的混合連續(xù)類(lèi)功放。在實(shí)際測(cè)量中在0.3～3.5 GHz內(nèi)有58.4%以上的漏極效率，輸出功率有39.8 dBm以上。

表1 本文設(shè)計(jì)功放與國(guó)內(nèi)外相關(guān)功放性能對(duì)比

圖9 仿真與實(shí)測(cè)對(duì)比圖