一種雙傳輸零點電調(diào)濾波器的設(shè)計與實現(xiàn)

張 博，李虎斌

(西安郵電大學(xué)電子工程學(xué)院，陜西西安 710121)

隨著通信技術(shù)的不斷發(fā)展，頻譜資源的利用愈加擁擠，為了能夠高效地利用頻譜資源，社會各界都在努力尋找新的解決辦法，例如，跳頻、擴頻、動態(tài)頻率分配等技術(shù)被廣泛地采用，但是這些技術(shù)又存在眾多弊端，干擾非常嚴重，終端設(shè)備不僅僅需要支持更加繁瑣的通信制式，更要根據(jù)需求選擇更加合適的頻段[1-3]。電調(diào)濾波器能夠很好地解決這一問題，電調(diào)濾波器能快速地跟蹤頻率變化，使得調(diào)諧信號快速通過，并且抑制掉不需要的信號，其具有調(diào)諧速度快、相對帶寬窄、調(diào)諧范圍較寬等優(yōu)點。但是，目前現(xiàn)有的電調(diào)濾波器存在抑制度不夠高、結(jié)構(gòu)上采用單一的電感耦合結(jié)構(gòu)等缺點，無法滿足更高的遠端抑制要求。

因此，本文所設(shè)計的LC 電調(diào)濾波器，是在傳統(tǒng)電調(diào)濾波器結(jié)構(gòu)上，根據(jù)混合電磁耦合傳輸零點產(chǎn)生的機理，進行結(jié)構(gòu)上的調(diào)整，最終在帶通濾波器的左右兩端引入傳輸零點，使得電調(diào)濾波器在抑制性能上有了很大的改善。在低頻范圍內(nèi)采用LC 電調(diào)濾波器可以在體積和插損上有很大的優(yōu)勢，因此，本文根據(jù)變形后的結(jié)構(gòu)設(shè)計出30～512 MHz 電調(diào)濾波器，性能上具有低插損、帶外抑制高、調(diào)諧速度快等優(yōu)點。

1 LC 電調(diào)濾波器設(shè)計

1.1 電調(diào)濾波器的設(shè)計指標

本文提出的電調(diào)濾波器覆蓋頻率范圍為30～512 MHz，分為30～90 MHz，90～225 MHz，225～512 MHz 共三個頻段來實現(xiàn)電調(diào)濾波器的寬帶調(diào)頻，設(shè)計指標如下:插入損耗(IL)≤1.5 dB；駐波比≤2 :1；1 dB 帶寬≥10%；帶外抑制(f0±15%)≥25 dBc，偏離2f0處衰減≥35 dBc。

1.2 混合電磁耦合傳輸零點

通過在電調(diào)濾波器諧振回路之間引入混合電磁耦合，可以在濾波器傳輸特性曲線中引入傳輸零點，從而提高濾波器的帶外抑制[4-6]。圖1 所示為混合電磁耦合結(jié)構(gòu)圖，相比于交叉耦合引入傳輸零點，電磁混合耦合更加適用于電調(diào)濾波器，電調(diào)濾波器一般在設(shè)計的過程當中會涉及到帶寬問題，而通過電磁混合耦合能夠很好地把控耦合系數(shù)從而解決這一問題。交叉耦合需要多個諧振器共同作用才能引入傳輸零點，并且當濾波器階數(shù)越高，濾波器的拓撲結(jié)構(gòu)會變得越復(fù)雜[1]。

圖1 所示的混合電磁耦合結(jié)構(gòu)圖中，電耦合與磁耦合給1、2 兩個諧振器之間帶來兩條不同的能量傳輸路徑，這兩條路徑因在電磁波的傳輸過程當中相位相反從而引入了傳輸零點[7-9]。當耦合中的電耦合量和磁耦合量相當時，耦合電抗M(ω)可以反映這兩種耦合，因此電耦合與磁耦合以電抗形式表示為式(1):

圖1 混合電磁耦合結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure diagram of hybrid electromagnetic coupling

式中:Lm和Cm分別表示耦合電感和耦合電容；ωm表示耦合諧振角頻率。由式(1) 可以看出ω=ωm=(LmCm)-1/2為M(ω)的零點。對于串聯(lián)諧振器的帶通濾波器，一般采用K阻抗變換器定義[4]，耦合系數(shù)K定義為式(2):

式中:KM和KE分別為由K阻抗變換器得到的磁耦合量和電耦合量；ω0為中心角頻率；L0為起始電感；Km和Kc分別為磁耦合系數(shù)和電耦合系數(shù)，且兩者均對傳輸零點的位置產(chǎn)生影響。磁耦合影響時，當K＞0 時，Km＞Kc，磁耦合占主導(dǎo)，保持電耦合量Kc不變，減小磁耦合量Km，總耦合量K不斷減小，帶寬變窄，傳輸零點向高頻移動；當K＜0 時，Km＜Kc，電耦合占主導(dǎo)，繼續(xù)保持電耦合量Kc不變，總耦合量K減小，傳輸零點將移至無窮遠處的頻率。電耦合影響時，當K＞0時，Km＞Kc，磁耦合占主導(dǎo)地位，保持磁耦合Km不變，減小電耦合Kc，總耦合系數(shù)K增大，帶寬變寬，傳輸零點將移向零頻率點；當K＜0 時，Km＜Kc，電耦合占主導(dǎo)，繼續(xù)保持磁耦合Km不變，減小電耦合Kc，總耦合系數(shù)K增大，帶寬變窄，傳輸零點向低頻移動。因此，適當?shù)乜刂齐婑詈虾痛篷詈峡梢栽跒V波器兩端引入兩個傳輸零點。

1.3 新型耦合諧振電調(diào)濾波器設(shè)計

如圖2 所示為新型耦合諧振電調(diào)濾波器的原理圖，該電路中耦合單元采用電容電感混合耦合來實現(xiàn)傳輸零點的產(chǎn)生。

其中，通過調(diào)節(jié)C1和C2可以使濾波器在左右兩端各出現(xiàn)一個傳輸零點，電感耦合電路為L4、L5、L6組成的π 型結(jié)構(gòu)，相對于單個耦合電感而言，具有更多的可調(diào)節(jié)量和更小的耦合電感[10-11]。L1和L9實現(xiàn)濾波器左右兩端的阻抗匹配，左右兩端的變?nèi)荻O管對與L3、L7組成串聯(lián)諧振回路，通過調(diào)節(jié)Vtune可以實現(xiàn)濾波器中心頻率的偏移，電調(diào)濾波器調(diào)諧范圍取決于變?nèi)荻O管容值的變化范圍。R1和R2大小為20 kΩ，使得流過左右兩端諧振回路的電流為零，C3和C4為旁路電容，作為電源的濾波電容。圖2 電路結(jié)構(gòu)中，變?nèi)荻O管采用NXP 公司生產(chǎn)的BB173 和BB175，該管子低頻特性好，調(diào)諧范圍寬，有利于在設(shè)計中減少變?nèi)莨艿膶?shù)，從而減小濾波器體積大小，如表1 所示為BB173 具體性能指標。電感元件采用Coilcraft 公司生產(chǎn)的空芯繞線電感，該電感在低頻范圍具有很高的Q值，電感體積相對較小，在實現(xiàn)濾波器低插損性能指標中發(fā)揮重要作用，本文中主要采用的電感為Midi 系列電感，該電感具有Q值高、抗干擾能力強等優(yōu)點。

圖2 新型耦合諧振電調(diào)濾波器原理圖Fig.2 Schematic diagram of a new coupled resonant electrically modulated filter

表1 BB173 具體性能指標Tab.1 BB173 specific performance indicators

根據(jù)圖2 所示電路結(jié)構(gòu)，運用ADS 軟件結(jié)合上述理論得到電調(diào)濾波器在30～90 MHz，90～225 MHz，225～512 MHz 的S參數(shù)仿真結(jié)果如圖3 所示。圖3 仿真結(jié)果表明各段濾波器插入損耗(IL)小于1 dB，回波損耗(RL)大于12 dB，1 dB 帶寬大于等于10%，每一段電調(diào)濾波器的性能均可達到設(shè)計指標，由仿真結(jié)果可以看出，三段電調(diào)濾波器均在通帶左右兩側(cè)產(chǎn)生零點，極大地改善了帶外抑制性能。通過調(diào)節(jié)C1、C2的容值大小可以改變?nèi)菪择詈舷禂?shù)，從而調(diào)節(jié)左右兩端傳輸零點的位置，增大C1，傳輸零點向高頻移動，帶寬變窄，反之亦然；增大C2，傳輸零點向低頻移動，帶寬變窄，反之亦然。

2 電路驗證與分析

2.1 實物制作

本文電調(diào)濾波器制作，板材選用FR4，介質(zhì)厚度0.8 mm，相對介電常數(shù)4.5，覆銅工藝走線，50 Ω 基板走線寬度為1.2 mm，如圖4 所示為其中一個頻段電調(diào)濾波器實物圖。

2.2 測試結(jié)果分析

使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Agilent Technologies E5071B對三段電調(diào)濾波器進行測試，如圖5 所示為電調(diào)濾波器的測試結(jié)果。三段電調(diào)濾波器的測試結(jié)果中，每一段電調(diào)濾波器都是各取四個電壓點的S參數(shù)代表整個頻率范圍的調(diào)諧。測試結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致，驗證了電調(diào)濾波器在30～512 MHz 調(diào)諧范圍內(nèi)，插入損耗小于1.5 dB，回波損耗大于10 dB，在偏離中心頻率2f0處衰減達到35 dBc，相對帶寬大于10%，具有低插損、高選擇性等特點。將圖5 實測結(jié)果與圖3 仿真結(jié)果進行對比得出通帶內(nèi)插入損耗實測結(jié)果相比仿真結(jié)果惡化了0.8～1 dB，回波損耗相比于仿真結(jié)果惡化了2～3 dB，由于左右兩端傳輸零點的引入，使得濾波器兩端抑制更加陡峭，具有良好的帶外抑制特性。

圖3 電調(diào)濾波器仿真結(jié)果。(a-b) 30～90 MHz；(c-d) 90～225 MHz；(e-f) 225～512 MHzFig.3 Simulation results of electric modulation filter.(a-b) 30-90 MHz；(c-d) 90-225 MHz；(e-f) 225-512 MHz

圖4 電調(diào)濾波器實物圖Fig.4 The physical picture of the electrically modulated filter

圖5 測試結(jié)果與圖3 仿真結(jié)果對比可以看出，三個頻段電調(diào)濾波器均向低頻偏移，大約偏移10 MHz，性能相比仿真結(jié)果稍差。分析主要原因是介電常數(shù)波動、板材自身寄生參數(shù)、元件值大小偏差等因素引起的。

3 結(jié)論

本文所設(shè)計的LC 電調(diào)濾波器是在傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)上進行變換，通過混合電磁耦合原理，從而引入傳輸零點，改善了濾波器兩端的抑制性能，實現(xiàn)了30～512 MHz頻率范圍的調(diào)諧。通過實測驗證，三段電調(diào)濾波器通帶內(nèi)性能均可達到插入損耗小于1.5 dB，回波損耗大于10 dB，相對帶寬大于10%，并且?guī)饽軌驖M足很好的抑制要求。與現(xiàn)有的研究成果相比，該電調(diào)濾波器的研究，大大提高了電調(diào)濾波器的帶外抑制性能，并且減少了變?nèi)荻O管的對數(shù)，縮小了濾波器體積。該種電調(diào)濾波器的研究為無線電臺接收機前端預(yù)選模塊提供了更多的選擇性，具有很好的研究意義。

圖5 電調(diào)濾波器測試結(jié)果。(a) 30～90 MHz；(b) 90～225 MHz；(c) 225～512 MHzFig.5 Test results of electric modulation filter.(a)30-90 MHz；(b) 90-225 MHz；(c) 225-512 MHz