電力作動系統(tǒng)容錯電機拓撲結(jié)構(gòu)與控制策略

王 宇，張成糕，郝雯娟

（南京航空航天大學自動化學院，南京211106）

全電/多電飛機已成為下一代先進戰(zhàn)斗機的發(fā)展趨勢，當今的科學技術水平使多電飛機的實現(xiàn)成為可能。未來全電/多電飛機將在可靠性、維護性、保障性、戰(zhàn)斗受損后的生存能力、全周期費用和飛機性能等方面取得顯著改善。目前全電/多電飛機的研究主要集中在發(fā)電、配電和電力作動3 方面[1?2]。廣泛應用于飛機剎車、舵面控制以及油泵等關鍵系統(tǒng)中的電力作動器應具備高功率密度、高可靠性和強容錯能力，這要求其關鍵部件——容錯電 機 具 備 如 下 能 力[3?5]：

（1）電氣隔離能力

在傳統(tǒng)的交流電機驅(qū)動系統(tǒng)中，各相繞組采用星型連接方式和全橋拓撲結(jié)構(gòu)，當電機驅(qū)動系統(tǒng)出現(xiàn)故障時，故障相的電流或者母線電壓會通過中心點耦合到其他正常相繞組，使得系統(tǒng)不能正常工作。為了降低各相的電氣耦合，容錯電機的各相繞組采用H 橋的拓撲結(jié)構(gòu)單獨供電，可以實現(xiàn)繞組間的電氣隔離。

（2）物理隔離能力

定子繞組采用非交疊集中式電樞繞組，如圖1所示，容錯電機的每個定子槽中僅有一相繞組的線圈邊，各相繞組間不存在物理接觸，實現(xiàn)了電機各相繞組的物理隔離。

（3）熱隔離能力

由于隔磁齒（容錯齒）的存在，相鄰繞組間不存在物理接觸，使得短路故障相產(chǎn)生的熱量很難傳遞到相鄰繞組，從而實現(xiàn)了繞組間的熱隔離。

（4）磁隔離能力

當系統(tǒng)發(fā)生短路時，若繞組間存在磁耦合，短路相會在正常相產(chǎn)生感應電壓,從而破壞整個電機驅(qū)動系統(tǒng)，因此，磁隔離能力是電機容錯性能的重要體現(xiàn)。繞組間采用隔齒繞制方式為各相繞組的磁場提供了回路，減小了各相繞組的互感。

（5）短路電流抑制能力

繞組短路故障是電機控制系統(tǒng)中最嚴重的故障類型之一，若不限制短路電流，將會損壞整個電機控制系統(tǒng)，因此短路電流抑制能力是電機容錯性能的重要體現(xiàn)之一[6?8]。

為實現(xiàn)上述容錯能力，近年來，容錯電機的拓撲層出不窮[9?50]，主要包括容錯型開關磁阻電機、容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機、容錯型定子永磁式電機以及容錯式磁場調(diào)制電機、容錯型磁齒輪雙邊電機等；針對每種容錯電機，基于補償控制思想的容錯控制算法被提出[51?70]，主要分類如圖2 所示。

本文從拓撲結(jié)構(gòu)和控制算法兩大方面對電力作動系統(tǒng)用容錯電機的關鍵技術進行了分析和總結(jié)。

在拓撲結(jié)構(gòu)方面，在分析了各種原型電機固有電磁性能和固有可靠性的基礎上，重點比較了每種原型電機引入容錯設計（非交疊集中式繞組、容錯齒模塊化和電樞齒極靴）后對原有電磁性能的影響，定性分析了不同原型電機電樞磁場與勵磁磁場磁路關系對容錯能力提升的“阻礙作用”和“幫助作用”。在此基礎上，縱向歸納了電機容錯設計的通用設計方法和一般規(guī)律。

在控制策略方面，依托兩大經(jīng)典控制算法——矢量控制和直接轉(zhuǎn)矩控制，采用補償控制思想，基于電流矢量重構(gòu)技術和基于電壓矢量重構(gòu)技術兩大類方法被提出。從容錯驅(qū)動系統(tǒng)的關鍵控制量（電磁轉(zhuǎn)矩）和目標控制量（電機轉(zhuǎn)速）的穩(wěn)態(tài)性能和動態(tài)性能兩個指標，分析了上述兩大類算法的內(nèi)在聯(lián)系與優(yōu)缺點。研究了轉(zhuǎn)矩沖量平衡控制，同時提高了電磁轉(zhuǎn)矩和電機轉(zhuǎn)速的動態(tài)性能。

對于具有代表性的容錯電機和控制算法，給出了仿真和實驗的比較結(jié)果，對上述總結(jié)的設計方法、一般規(guī)律和控制算法性能進行了驗證。最后總結(jié)展望了容錯電機系統(tǒng)相關理論和技術研究的發(fā)展方向。

1 容錯電機的拓撲結(jié)構(gòu)

1.1 容錯型開關磁阻電機

圖3 為12/8 開關磁阻電機，圖4 為其一相繞組的功率電路。除了定、轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)簡單可靠之外，開關磁阻電機系統(tǒng)固有的高容錯性能如下[9?11]。

圖3 12/8 開關磁阻電機Fig.3 12/8 switched reluctance motor

（1）磁隔離能力。雖然采用的是交疊集中式電樞繞組結(jié)構(gòu)，但是由于其特有的工作模式和磁路結(jié)構(gòu)，開關磁阻電機的互感/自感比較小。

（2）短路電流抑制能力。開關磁阻電機屬于自勵磁電機，當某一相繞組發(fā)生短路故障時，由勵磁源（永磁體）引起的短路電流為零。

（3）電氣隔離能力。如圖4 所示，開關磁阻電機的每一相繞組均由一個獨立的不對成半橋電路控制，各相繞組電流控制獨立，電氣隔離能力強。

為進一步提高開關磁阻電機的容錯性能，東南大學花為教授等在文獻[12]中提出了非交疊集中式電樞繞組開關磁阻電機（Switched reluctance ma?chine with non?overlapping concentrated winding，NOCW?SRM）結(jié)構(gòu)，如圖5 所示，并與交疊集中式電樞繞組開關磁阻電機（Switched reluctance ma?chine with overlapping concentrated winding，CW?SRM）進行了電磁性能的比較：

圖4 開關磁阻電機功率變換器Fig.4 Power converter of switched reluctance motor

（1）與CW?SRM 相比，NOCW?SRM 具有相對較大的自感數(shù)值和自感變化率，因此轉(zhuǎn)矩密度較高，這一優(yōu)勢在電機輕載時尤為明顯。同時由于磁路飽和得更快，在重載時，這一優(yōu)勢有所削弱。

（2）相同相電流下，NOCW?SRM 具有相對較高的相電壓，從而需要其變換器系統(tǒng)具有相對較高的母線電壓。

（3）采用非交疊集中式電樞繞組，NOCW?SRM 具有較強的物理隔離和熱隔離能力。同時，較大的自感提高了短路電流抑制能力。與CW?SRM 相比，NOCW?SRM 可以達到更高的槽滿率和轉(zhuǎn)矩/電流比。

圖5 不同繞組結(jié)構(gòu)開關磁阻電機[12]Fig.5 Different winding structures of switched reluctance motor[12]

對于NOCW?SRM，英國謝菲爾德大學諸自強教授等深入研究了隔磁齒的結(jié)構(gòu)對電機性能的影響[13]。NOCW?SRM 的隔磁齒可以采用非模塊化隔磁齒結(jié)構(gòu)、模塊化隔磁齒結(jié)構(gòu)（無磁橋）和模塊化隔磁齒結(jié)構(gòu)（帶磁橋），如圖6，7 所示，比較結(jié)論如下。

圖6 非交疊集中式電樞繞組開關磁阻電機拓撲[13]Fig.6 Switched reluctance motor with non?overlapping con?centrated windings[13]

圖7 非交疊集中式電樞繞組開關磁阻電機[13]Fig.7 Switched reluctance motor with non?overlapping con?centrated windings[13]

（1）12/8 非模塊化隔磁齒結(jié)構(gòu)的NOCW?SRM 和12/14 模塊化隔磁齒結(jié)構(gòu)（無磁橋）的NOCW?SRM 具有相對較高的平均轉(zhuǎn)矩。

（3）由于飽和成度差異，12/14 模塊化隔磁齒結(jié)構(gòu)（無磁橋）的NOCW?SRM 在重載時具有更高的轉(zhuǎn)矩輸出能力。

（4）同時，12/14 模塊化隔磁齒結(jié)構(gòu)（無磁橋）的NOCW?SRM 具有相對較小的轉(zhuǎn)矩脈動。

（5）與非模塊化隔磁齒結(jié)構(gòu)的NOCW?SRM相比，模塊化隔磁齒結(jié)構(gòu)（無磁橋）的NOCW?SRM具有相對較小的鐵耗、振動和噪音。

容錯型開關磁阻電機用于電作動系統(tǒng)，具有的優(yōu) 勢 如 下[14?15]：

（1）電機結(jié)構(gòu)簡單，制造維護方便。

（2）功率密度與普通感應電動機相近。

（3）只需單向電流供電，控制系統(tǒng)較簡單；并且一相繞組出現(xiàn)故障時，電機仍然可以正常工作，即具有一定的容錯性。

但與永磁同步電機相比，其不可避免存在轉(zhuǎn)矩波動，并且效率相對較低，從而使它的容錯性遜色很多，因此國內(nèi)外開始提出了其他各種容錯電機系統(tǒng)方案[16]。

1.2 容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機（表貼式）

1993 年英國Newscastle 大學的Mecrow 教授在IEEE 發(fā)表了一篇關于H 橋逆變器故障診斷文章[17]，為他在1995 年提出容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機（表貼式）的方案鋪定了基石。1996 年，Mecrow 教授在IEEE 發(fā)表了一篇關于容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機（表貼式）（Fault tolerant surface?mounted perma?nent magnet machine, FTSMPMM）和開關磁阻電機的容錯性能比較的文章，從此以后拉開了永磁容錯電機的序幕[18]。同年，他們將FTSMPMM 應用于飛機油泵驅(qū)動系統(tǒng)中，先后完成了六相和四相永磁容錯電機系統(tǒng)，并在2003 年實現(xiàn)了無速度傳感器的永磁容錯電機控制系統(tǒng)[19?20]。Sheffield 大學與英國的IUCAS 航空公司合作，研發(fā)永磁容錯電機在飛機的機電作動系統(tǒng)中的控制與應用，從而顯示了永磁容錯電機在航空系統(tǒng)中的強大生命力[21?22]。

FTSMPMM 的拓撲結(jié)構(gòu)如圖8 所示。如前所述，采用非交疊集中式電樞繞組結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了相繞組之間的物理隔離能力、磁隔離能力和熱隔離能力。而實現(xiàn)短路電流抑制能力則較為復雜，論述如下：

當某相繞組發(fā)生端部短路故障時，穩(wěn)態(tài)短路電流表示為[8]

圖8 容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機（表貼式）的拓撲結(jié)構(gòu)Fig.8 Topology of FTSMPMM

式中:E0表示電機的空載反電勢；Ls、Lsm、Lsσ分別為相繞組的自感、激磁電感和漏感；R 為相繞組電感；ωe為電角頻率。在一定的空載反電勢下，忽略電阻，短路電流僅與繞組電感有關。通過合理地設計電機的激磁電感和漏感，可以達到抑制短路電流的目的。

對于FTSMPMM，永磁體是電樞磁場磁路的一部分，電樞磁場經(jīng)過永磁體。由于永磁體的相對磁導率約為1，所以FTSMPMM 的激磁電感相對較小，利用激磁電感來抑制短路電流較為困難，且存在退磁危險。因此，F(xiàn)TSMPMM 一般采用增大漏感的方法來抑制短路電流[7]。

文獻[8]對FTSMPMM 的電感特性進行了詳細的分析：永磁容錯電機的繞組自感主要有激磁電感、槽口漏感、端部漏感、諧波漏感以及槽內(nèi)漏感組成，與一般電機不同的是，激磁電感占自感的比例較少，而槽口漏感和諧波漏感占自感的比例較大，占95%左右，因此永磁容錯電機具有大漏感的特點，表明永磁容錯電機的設計與控制有其自身的特殊性。通過諧波漏感的量化分析可以看出，諧波漏感的含量很高，約占總激感的86%，因此增加自感可以通過兩種方法來實現(xiàn)，即合理地設計槽口漏感和諧波漏感。同時，諧波漏感的量化分析也反映了電機中存在大量諧波,尤其是低次諧波，其含量約占總諧波的45%。

在原有拓撲的基礎上，文獻[23]提出了如圖9的改進設計，通過優(yōu)化設計容錯齒的形狀和尺寸，可以提高氣隙磁密的基波幅值并有效減小氣隙磁密的5 次諧波，從而提高了轉(zhuǎn)矩輸出能力并減小了轉(zhuǎn)子鐵耗。

文獻[24]則是通過在轉(zhuǎn)子軛上設置磁障減小了電樞反應，如圖10 所示，從而減小了永磁（Per?manent magnet，PM）磁損耗、轉(zhuǎn)子鐵耗和永磁體溫升。

圖9 改進型容錯齒結(jié)構(gòu)[23]Fig.9 Improved fault tolerant tooth structure[23]

圖10 表貼式外轉(zhuǎn)子永磁容錯電機[24]Fig.10 Surface mounted rotor permanent magnet fault tol?erant motor[24]

文獻[25]研究了FTSMPMM 電機的模塊化設計，通過在隔磁齒（容錯齒）上增加磁障，如圖11 所示，降低了電機的互感和加工難度，轉(zhuǎn)矩密度有所降低[26]。其中12/14 結(jié)構(gòu)比12/10 結(jié)構(gòu)具有相對較高的轉(zhuǎn)矩密度，同時通過合理地設計磁障寬度可以有效地減小電機的定位力矩。

圖11 模塊化容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機[26]Fig.11 Modular fault tolerant rotor permanent magnet ma?chine[26]

文獻[27]重點研究了永磁體離心高度對電機電磁性能的影響，如圖12 所示，通過合理設計離心高度h，可以提高空載反電勢的正弦度并減小定位力矩。

圖12 容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機[27]Fig.12 Fault tolerant rotor permanent magnet machine[27]

1.3 容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機（內(nèi)置式）

與轉(zhuǎn)子永磁式電機（表貼式）相比，轉(zhuǎn)子永磁式電機（內(nèi)置式）（Interior permanent magnet machine，IPMM）具有永磁體易于固定和保護、直軸與交軸磁路不對稱的特點。以上特點使得容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機（內(nèi)置式）具有優(yōu)于容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機（表貼式）的電磁性能[28]。

（1）如圖13 所示，在d 軸位置，有部分電樞磁場磁力線沒有經(jīng)過永磁體而直接閉合；在q 軸位置，電樞磁場磁力線基本都沒有經(jīng)過永磁體而直接閉合。因此，IPMM 的永磁體退磁風險相對較小，在實現(xiàn)短路電流抑制能力時，無需采用增加漏感的方式來抑制短路電流，即IPMM 在提高容錯能力的同時可以保持相對高的電樞磁場利用率和轉(zhuǎn)矩密度。

圖13 轉(zhuǎn)子永磁式電機（內(nèi)置式）的電樞磁場[28]Fig.13 Armature reaction magnetic flux lines of IPMM[28]

文獻[29?33]研究的多三相內(nèi)置式永磁電機的容錯結(jié)構(gòu)如圖14 所示。與原始結(jié)構(gòu)相比，容錯拓撲的電樞繞組采用了區(qū)域集中結(jié)構(gòu)，即繞組群“BCA”“EFD”和“HIG”之間均有容錯齒相隔，減小了互感，提高了磁隔離能力。如前所述，原始結(jié)構(gòu)與容錯結(jié)構(gòu)的定轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)均未發(fā)生變化，即永磁體的磁路未發(fā)生改變，永磁體的利用率不變。

（2）容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機（內(nèi)置式）的直軸與交軸磁路不對稱，在弱磁區(qū)域（d 軸電流小于0）可以提供磁阻轉(zhuǎn)矩。

文獻[34]研究了容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機（內(nèi)置式）的改進結(jié)構(gòu)，如圖15 所示。與圖15（b）中的原始結(jié)構(gòu)相比，圖15（a）采用雙層永磁體結(jié)構(gòu)，使得直軸電感數(shù)值與交軸電感數(shù)值的差異進一步增加，從而改進結(jié)構(gòu)提高了恒功率區(qū)域的轉(zhuǎn)矩輸出能力。

圖14 多三相內(nèi)置式永磁電機[29]Fig.14 Multiple three?phase IPMM[29]

圖15 容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機（內(nèi)置式）[34]Fig.15 Fault tolerant IPMM[34]

（3）聚磁效應可以提高永磁氣隙磁密。文獻[35]對圖16 中兩種五相內(nèi)置式永磁容錯電機的電磁性能進行了研究，由于聚磁效應的存在，兩種電機同在具有強容錯能力的同時，還具有較高的轉(zhuǎn)矩密度。文獻[34]進一步發(fā)現(xiàn)，輻條型磁鋼具有更強的聚磁效應，從而在輸出相同的電磁轉(zhuǎn)矩時，輻條型磁鋼結(jié)構(gòu)可以采用更少的永磁體，降低了系統(tǒng)成本。

圖16 兩種五相內(nèi)置式永磁容錯電機[35]Fig.16 Two types of five-phase fault tolerant IPMMs[35]

綜上所述，與容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機（表貼式）相比，容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機（內(nèi)置式）具有容錯能力、弱磁能力與轉(zhuǎn)矩能力相互制約小，在實現(xiàn)容錯性能的同時可保持高轉(zhuǎn)矩密度并具有寬調(diào)速范圍的優(yōu)點。

1.4 容錯型永磁雙凸極電機

圖17（a）和圖17（b）分別給出了6/4 容錯型永磁雙凸極電機和12/8 容錯型永磁雙凸極電機的拓撲結(jié)構(gòu)，可以看出，永磁雙凸極電機是在開關磁阻電機的基礎上，將永磁體嵌入到定子軛中。

圖17 永磁雙凸極電機[36]Fig.17 Permanent magnet doubly salient motor[36]

與開關磁阻電機、容錯型永磁同步電機相比，容錯永磁雙凸極電機的優(yōu)勢如下[36]。

（1）永磁體的引入，實現(xiàn)了電機的全周期運行，電機鐵磁材料利用率提高，轉(zhuǎn)矩密度提高。

（2）與容錯型永磁同步電機相比，轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)簡單堅固，永磁體不受離心力，退磁風險小。同時電樞磁場對永磁體影響小，無須采用增加漏感的方法來實現(xiàn)短路電流抑制能力。

容錯型永磁雙凸極電機的研究揭開了容錯型定子永磁式電機拓撲研究的篇章。容錯型定子永磁式電機拓撲的研究不僅豐富了電力作動系統(tǒng)容錯電機的種類，而且定子永磁式電機固有可靠性的優(yōu)勢有助于提高容錯電機系統(tǒng)的整體性能。

容錯型永磁雙凸極電機同時存在以下一些不足[37?38]：

（1）容錯型永磁雙凸極電機的勵磁磁鏈為單極性，勵磁磁鏈的直流分量對產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩不做貢獻，影響了電機的鐵磁材料利用率和轉(zhuǎn)矩密度。

（2）容錯型永磁雙凸極電機的勵磁磁鏈為不規(guī)則的三角形波形，導致反電勢為馬鞍型波形，含有大量諧波。不管采用電流方波控制（Brushless DC,BLDC）還是電流正弦波控制（Brushless AC,BLAC），轉(zhuǎn)矩脈動相對較大。一般地，為提高反電勢的正弦度，需采用轉(zhuǎn)子斜槽結(jié)構(gòu)，如圖18 所示。

圖18 永磁雙凸極電機（斜槽轉(zhuǎn)子）[37]Fig.18 Permanent magnet doubly salient motor (skewed rotor)[37]

1.5 容錯型永磁磁通切換電機

永磁磁通切換（Flux?switching permanent mag?net, FSPM）電機與永磁雙凸極電機一樣，永磁體置于定子，不受離心力，散熱條件良好，轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)簡單堅固。與永磁雙凸極電機相比，永磁磁通切換電機又具有以下特殊的優(yōu)點[39?42]：

（1）永磁雙凸極電機的勵磁磁鏈為單極性，而永磁磁通切換電機的勵磁磁鏈為雙極性。雙極性的勵磁磁鏈提高了鐵磁材料的利用率和電機的轉(zhuǎn)矩密度。

（2）由于具有繞組“互補性”優(yōu)勢，因此，即使采用集中式繞組，永磁磁通切換電機的永磁磁鏈和空載反電勢仍然具有較高的正弦度，適合運行在BLAC 模式，經(jīng)典的矢量控制和直接轉(zhuǎn)矩控制均可以應用到其驅(qū)動系統(tǒng)中。

基于以上優(yōu)勢，容錯型永磁磁通切換電機的研究具有重要的學術價值。

圖19（a）為傳統(tǒng)的交疊式集中電樞繞組永磁磁通切換電機，在它的基礎上，文獻[43]首先研究了永磁磁通切換電機的非交疊集中式繞組結(jié)構(gòu)，如圖19（b）所示。在非交疊集中式繞組永磁磁通切換電機中，不纏繞電樞繞組的隔磁齒上的永磁體除了起到勵磁作用以外，由于其高磁阻性質(zhì)，有效地降低了相鄰兩相繞組地互感。文獻[43]指出：

圖19 集中電樞繞組永磁磁通切換電機[43]Fig.19 FSPM machine with concentrated windings[43]

（1）圖19（a）的互感自感比為50%，而采用非交疊集中式繞組的12/10、12/11、12/13、12/14 永磁磁通切換電機的互感基本都可以忽略，當某一相發(fā)生繞組短路故障時，短路電流產(chǎn)生的磁場對相鄰相的影響很小，永磁體的不可逆退磁風險大大減小。隔磁齒上磁障（高磁阻材料）寬度對電機電磁能力和容錯能力的影響將在下文中論述。

（2）其中，12/11、12/13 非交疊集中式繞組永磁磁通切換電機由于仍具有繞組“互補性”優(yōu)勢，空載反電勢具有高對稱度；而12/11、12/13 非交疊集中式繞組永磁磁通切換電機失去了繞組“互補性”優(yōu)勢，空載反電勢出現(xiàn)了一定程度的不對成性。

（3）以上4 種電機中，12/13 結(jié)構(gòu)具有相對較低的永磁體損耗以及相對較高的轉(zhuǎn)矩密度和效率。

為提高永磁體利用率，在非交疊集中式繞組永磁磁通切換電機的基礎上，文獻[44]提出了“E”型鐵芯容錯型永磁磁通切換電機，如圖20 所示。文章比較了6/10、6/11、6/13“E”型鐵芯容錯型永磁磁通切換電機的電磁性能。與6/10、6/13 電機相比，6/11 電機具有相對較高的轉(zhuǎn)矩輸出能力。而與傳統(tǒng)的12/10 永磁磁通切換電機相比，6/11“E”型鐵芯容錯型永磁磁通切換電機的轉(zhuǎn)矩密度可以高出15%左右。

圖20 6/10“E”型鐵芯容錯型永磁磁通切換電機[44]Fig.20 6/10 E-core fault tolerant FSPM machine[44]

文獻[45]在“E”型鐵芯容錯型永磁磁通切換電機的基礎上，引入了定子齒和容錯齒的極靴設計，如圖21 所示，研究表明：引入了定子齒和容錯齒的極靴設計，可以將電樞繞組的自感提高到原始拓撲的300%左右，極大地提高了電機的短路電流抑制能力；同時進一步減小了相鄰兩相繞組之間的互感，所付出的代價是降低了電機的轉(zhuǎn)矩輸出能力。

文獻[46]比較了圖22 中3 種容錯電機的電磁性能和容錯能力，并分析了隔磁齒磁障尺寸對電機性能的影響：

圖21 容錯型永磁磁通切換電機（加極靴）[45]Fig.21 Fault tolerant FSPM machine (with pole shoe)[45]

圖22 4 種永磁磁通切換電機[46]Fig.22 Four types of FSPM machine[46]

（1）與原始的12/10 電機相比，所有容錯拓撲的轉(zhuǎn)矩輸出能力均有所降低，同時，由于自感的增加，容錯拓撲的功率因素均有所降低。

（2）在圖23 的6 種結(jié)構(gòu)中可以看成是同一種電機在不同磁障寬度下的變化結(jié)構(gòu)，當磁障寬度為0°時，該電機為E?core 電機，當磁障寬度由0°向負值變化時，隔磁齒寬度逐漸減小。當磁障寬度減小為-15°時，該電機變成C?core 電機。在由E?core電機逐步變成C?core 電機的過程中，電機的轉(zhuǎn)矩輸出能力逐漸減小。當磁障寬度由0°向正值變化時，電機的轉(zhuǎn)矩輸出能力也逐漸減小，如圖24所示。

（3）對于傳統(tǒng)12/10 結(jié)構(gòu)和C?core 結(jié)構(gòu)，相鄰兩相繞組之間沒有容錯齒這樣的旁路結(jié)構(gòu)，因此，當某一相繞組發(fā)生短路時，短路電流產(chǎn)生的磁場無阻礙地經(jīng)過相鄰相的永磁體，如圖25（a）和圖25（b）所示，導致這兩種電機的不可逆退磁風險較大。E?core 電機中，由于部分短路磁場經(jīng)過容錯齒閉合，減小了不可逆退磁風險，如圖25（c）所示。與E?core 電機相比，模塊化結(jié)構(gòu)的容錯齒不僅可以為短路電流磁場提供旁路路徑，其磁障結(jié)構(gòu)增加了短路電流磁場的磁路路徑的磁阻，如圖25（d）所示，從而使得穿過相鄰相永磁體的短路電流磁場進一步減小，因此模塊化結(jié)構(gòu)具有最強的抗不可逆退磁能力。

極靴設計可以提高電機的短路電流抑制能力，本質(zhì)上是提高了電機自感中的漏感數(shù)值，必然會引起功率密度的降低；而增加電機激磁電感數(shù)值，則可以有效地提高電感數(shù)值并保持相對高的轉(zhuǎn)矩輸出能力?；谶@一思路，將多齒結(jié)構(gòu)[47?48]和容錯型永磁磁通切換電機相結(jié)合，文獻[49]研究了一種多齒容錯永磁磁通切換電機，與傳統(tǒng)容錯型永磁磁通切換電機相比：

（1）多齒結(jié)構(gòu)的永磁磁鏈幅值有所降低，但是較高的轉(zhuǎn)子極對數(shù)提高了電機的反電勢系數(shù)和轉(zhuǎn)矩密度。

圖23 6 種模塊化結(jié)構(gòu)[46]Fig.23 Six modular structures[46]

圖24 磁障寬度變化時的輸出轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)矩脈動[46]Fig.24 Average torque and torque ripple under different flux gap opening[46]

圖25 退磁磁場磁力線[46]Fig.25 Demagnetizing flux lines[46]

（2）多齒結(jié)構(gòu)提高了電機的氣隙磁導和電感，從而電機具有較強的抑制短路電流的能力。

（3）多齒結(jié)構(gòu)平滑了氣隙磁導的變化趨勢，使得電機具有相對較小的定位力矩。

特別地，當磁通切換電機工作在多相時（每相繞組線圈個數(shù)為“1”），繞組“互補性”將丟失，電機空載反電勢中存在諧波。經(jīng)典的斜槽結(jié)構(gòu)固然可以降低諧波，但是反電勢基波的幅值也會降低，從而影響了轉(zhuǎn)矩輸出能力。

為了保證容錯型磁通切換電機的反電勢對稱度，同時不降低反電勢基波幅值和轉(zhuǎn)矩輸出能力，文獻[49]同時研究了分段轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)，如圖26，27所示。

圖26 轉(zhuǎn)子分段式多齒結(jié)構(gòu)永磁磁通切換電機結(jié)構(gòu)[49]Fig.26 Multi?tooth FSPM motor with twisted rotor[49]

轉(zhuǎn)子分段式多齒容錯永磁磁通切換電機的結(jié)構(gòu)特點如下：

（1）兩部分轉(zhuǎn)子的角度錯開180°電角度。

（2）同一定子齒上兩部分的永磁體勵磁方向相反。

采用以上結(jié)構(gòu)，任一電樞線圈的中兩部分反電勢相位相差180°，反電勢疊加后具有高正弦度，同時 基 波 疊 加 系 數(shù) 為1（-cos180°=1），如 圖27所示。

分段轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)在6/19 多齒容錯永磁磁通切換電機上應用之后，文獻[50?52]將其推廣到其余永磁磁通切換電機結(jié)構(gòu)中，建立了任意結(jié)構(gòu)磁通切換電機采用分段轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)時分段角的優(yōu)化設計方法，有益效果如下：

（1）使得任意結(jié)構(gòu)磁通切換電機無需繞組?！盎パa性”即可實現(xiàn)線圈的空載反電勢高正弦度和對稱性，豐富了磁通切換電機的定/轉(zhuǎn)子數(shù)組合。

（2）分段角的優(yōu)化設計方法可以在保證空載反電勢高正弦度的前提下，同時減小定位力矩。

圖27 轉(zhuǎn)子分段式結(jié)構(gòu)Fig.27 Twisted rotor structure

2 容錯電機的控制算法

當電機發(fā)生開路或短路故障時，故障相的缺失以及短路電流的影響都會產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動。必須調(diào)整剩余健康相電流的幅值和相位來減小轉(zhuǎn)矩脈動。本節(jié)將從轉(zhuǎn)矩脈動最小的角度，對各種容錯電機的容錯控制算法進行總結(jié)。

2.1 容錯型開關磁阻電機控制算法

文獻[53]研究了開關磁阻電機開路及短路故障下的電流重構(gòu)算法，在圖28，29 中，通過建立電機相繞組電流ia、ib、ic與兩個特定電流傳感器（LEM1 和LEM2）的 輸 出 電 流iL1和iL2的 函 數(shù) 關系，求解不同狀態(tài)下ia、ib及ic的數(shù)值，實現(xiàn)故障狀態(tài)的穩(wěn)定轉(zhuǎn)矩輸出。

圖28 電流傳感器放置方式[53]Fig.28 Arrangement of current sensor[53]

圖29 電樞繞組纏繞方式[53]Fig.29 Winding mode of armature winding[53]

2.2 容錯型永磁同步電機控制算法

文獻[54]研究了“補償故障相的平均轉(zhuǎn)矩”的控制算法，當?shù)趉 相故障時，健康相電流表達式為

式中：T*e為給定電磁轉(zhuǎn)矩；Pr為轉(zhuǎn)子極對數(shù)；ωr為電機同步機械角頻率。

上述控制算法在系統(tǒng)發(fā)生故障后僅補償了轉(zhuǎn)矩的平均量，并沒有對轉(zhuǎn)矩的脈動量進行抵消。若能夠?qū)收蠎B(tài)的脈動轉(zhuǎn)矩,即對缺相不對稱脈動轉(zhuǎn)矩和短路脈動轉(zhuǎn)矩進行相應抵消，那么系統(tǒng)在故障態(tài)的輸出性能將進一步提高，文獻[55]基于這一思路提出了最優(yōu)電流控制策略，不但補償故障相的平均轉(zhuǎn)矩，而且抵消故障態(tài)的脈動轉(zhuǎn)矩，實現(xiàn)故障態(tài)下轉(zhuǎn)矩脈動最小化控制，其電流表達式如式（3）所示，從而使電機驅(qū)動系統(tǒng)在實現(xiàn)強容錯的基礎上，提高故障態(tài)的輸出性能。

式中：T*e為給定電磁轉(zhuǎn)矩；a1指平均轉(zhuǎn)矩系數(shù)；a2為脈動轉(zhuǎn)矩系數(shù)；θ(k)為不同故障組合時的綜合脈動轉(zhuǎn)矩相量的相角；Ts為短路相擾動轉(zhuǎn)矩。

2.3 容錯型永磁雙凸極電機控制算法

Zhao 等率先開展了永磁雙凸極電機容錯控制算法的研究，基于合成電磁轉(zhuǎn)矩不變原則，推導了四相永磁雙凸極電機在A 相開路時的健康相補償電流[56]

式中：ib、ic、id為健康運行時的電機b～d 相的相電流；i'b、i'c、i'd為容錯運行時的電機b～d 相的補償相電流。

電機健康運行時，平均轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)矩脈動比為7.5 N·m 和96.4%（轉(zhuǎn)矩脈動實際值為7.23 N·m）；開路故障后，平均轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)矩脈動比為5.74 N·m和131.7%；開路故障后采用補償電流控制，平均轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)矩脈動比為7.1 N·m 和106.0%（轉(zhuǎn)矩脈動實際值為7.53 N·m）。電流重構(gòu)技術有效地減小了故障相引起的轉(zhuǎn)矩脈動，并獲得了與健康狀態(tài)相等的平均輸出轉(zhuǎn)矩。

雙凸極電機的空載反電勢并不是標準的120°方波，而是呈馬鞍形，忽略馬鞍形波形的諧波，雙凸極電機也是運行在BLAC 模式。因此，文獻[57]進一步研究了運行在BLAC 模式下雙凸極電機的容錯控制策略。

BLAC 模式下，電機相電流表達式為

開路故障時，電機相電流表達式為

電機健康運行時，平均轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)矩脈動比為2.94 N·m 和102.3%；開路故障后采用式（2）補償電流控制，平均轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)矩脈動比為2.98 N·m 和93.5%。同樣，電流矢量重構(gòu)技術獲得了與健康狀態(tài)相等的平均輸出轉(zhuǎn)矩，并具有更小的轉(zhuǎn)矩脈動。

2.4 容錯型永磁磁通切換電機控制算法

由于具有繞組“互補性”優(yōu)勢，永磁磁通切換電機空載反電勢具有高正弦度，適合運行在BLAC模式。

文獻[58]研究了三相FSPM 電機的開路故障控制，BLAC 模式下，電機相電流表達式為

開路故障時，電機相電流表達式如下

電機健康運行和容錯運行時平均轉(zhuǎn)矩分別為6.7 N·m 和6.6 N·m，轉(zhuǎn) 矩 脈 動 分 別 為58.9% 和62.7%。

上述容錯控制策略在三相FSPM 電機上實現(xiàn)以后，文獻[59]進一步研究了其在六相FSPM 電機的應用。

電機在單相開路和兩相開路情況下的重構(gòu)電流分別如式（8，9）所示。

當六相12/10FSPM 工作在缺相狀態(tài)，繞組“互補性”優(yōu)勢失去，部分健康相繞組中的反電勢會出現(xiàn)一定幅值的低次諧波，基于此，文獻[60]進一步研究了考慮諧波注入的容錯控制策略，其重構(gòu)電流為

諧波電流的注入，進一步減小了由諧波反電勢引起的轉(zhuǎn)矩脈動，提高了穩(wěn)態(tài)性能。

類比于基于電流重構(gòu)的矢量控制技術，基于電壓矢量重構(gòu)的直接轉(zhuǎn)矩控制也被廣泛提出，其核心思想：根據(jù)故障狀態(tài)，重新推導基本電壓矢量，確定其幅值和相角，并重新劃分定子扇區(qū)[61?62]。

文獻[62]研究了五相容錯電機在A 相缺失時的電壓矢量重構(gòu)，如圖30 所示，一般地，重構(gòu)的電壓矢量長度不再相等?？梢灾苯永脠D30（a）中的電壓矢量直接建立開關狀態(tài)表對電機進行控制，也可以利用上述基本矢量進行空間電壓矢量合成，如圖30（b）所示，減小一定的轉(zhuǎn)矩脈動。

圖30 A 相缺失時的電壓矢量重構(gòu)[62]Fig.30 Voltage vector reconstruction under phase A fault[62]

文獻[63]將預測控制與電壓矢量重構(gòu)技術相結(jié)合，研究了磁通切換電機開路故障下的模型電流預測控制算法，同時提高了轉(zhuǎn)矩控制的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能，控制框圖如圖31 所示。

圖31 容錯型磁通切換電機模型預測控制[63]Fig.31 Model predictive controlled fault-tolerant flux switching motor[63]

基于電流矢量重構(gòu)技術的矢量控制和基于電壓矢量重構(gòu)技術的直接轉(zhuǎn)矩控制算法均可以實現(xiàn)容錯電機的故障補償，但是，后者不存在電流閉環(huán)控制，具有更優(yōu)秀的轉(zhuǎn)矩動態(tài)響應能力。然而，對于直接轉(zhuǎn)矩控制本身而言，仍然存在一個問題值得進一步研究。由于直接轉(zhuǎn)矩控制的轉(zhuǎn)速環(huán)采用的是PI 控制，轉(zhuǎn)速的動態(tài)性能仍然受到該PI 參數(shù)的影響。PI 控制器屬于線性控制，其特點如下[64?66]：

（1）PI 控制器的設計原則是使得轉(zhuǎn)速的穩(wěn)態(tài)誤差為零，并在較寬的帶寬范圍內(nèi)有足夠的相角裕度。

（2）PI 控制器的設計是基于頻域分析的方法，并不關注時域響應的最優(yōu)效果。

（3）PI 控制器設計關注的是小信號模型的響應，它不能保證大信號動態(tài)性能的最優(yōu)。轉(zhuǎn)速環(huán)采用PI 控制，其典型的轉(zhuǎn)矩轉(zhuǎn)速優(yōu)化曲線如圖32 所示。為解決直接轉(zhuǎn)矩控制算法中轉(zhuǎn)速動態(tài)性能受PI 參數(shù)影響的問題，文獻[67]研究了永磁磁通切換電機動態(tài)性能的優(yōu)化算法。對直接轉(zhuǎn)矩控制策略理論分析，其動態(tài)過程的轉(zhuǎn)速性能受到PI 參數(shù)影響，不能達到快速收斂。針對在負載變化前后，電機的轉(zhuǎn)速不發(fā)生變化，結(jié)合電機運動方程得到電機轉(zhuǎn)矩沖量，從而精確求得逆變器發(fā)送前進矢量和后退矢量的時間，使得負載突變后轉(zhuǎn)速只經(jīng)過一次調(diào)節(jié)過程即可收斂，轉(zhuǎn)速動態(tài)紋波最小，轉(zhuǎn)速動態(tài)恢復時間最短，如圖33 所示。

圖32 轉(zhuǎn)矩、轉(zhuǎn)速優(yōu)化曲線（PI 控制）[67]Fig.32 Optimization of torque and speed(PI control)[67]

文獻[68?69]研究了單相開路情況下6/19 永磁磁通切換容錯電機轉(zhuǎn)矩沖量平衡控制策略，在電壓矢量重構(gòu)的前提下，推導了開路狀態(tài)下轉(zhuǎn)矩沖量平衡控制的計算方程，實現(xiàn)了開路狀態(tài)下轉(zhuǎn)速動態(tài)性能的最優(yōu)化。

進一步，文獻[70]實現(xiàn)了磁通切換電機單相及多相開路情況下轉(zhuǎn)矩沖量平衡控制策略研究，重點分析了不同開路故障下重構(gòu)電壓矢量的差異對沖量平衡控制策略控制下動態(tài)性能的影響。

文獻[71]實現(xiàn)了短路故障下容錯型磁通切換電機的轉(zhuǎn)矩沖量平衡控制，如圖34 所示，采用前饋控制（DTC with feed forward control，F(xiàn)DTC），考慮了短路相擾動轉(zhuǎn)矩的影響，修改了短路狀態(tài)下轉(zhuǎn)矩沖量平衡控制的計算方程，實現(xiàn)了短路狀態(tài)下轉(zhuǎn)速動態(tài)性能的最優(yōu)化。轉(zhuǎn)矩沖量平衡控制能使電機達到最優(yōu)動態(tài)性能，然而，轉(zhuǎn)矩沖量平衡控制與直接轉(zhuǎn)矩控制(Direct torque control, DTC)之間的常規(guī)切換模式導致電機的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩仍然需要DTC 的重新調(diào)節(jié)才能收斂。文獻[72]提出兩種優(yōu)化切換策略修正控制算法切換瞬間DTC 轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器或者電壓空間矢量選擇表的輸入，從而實現(xiàn)控制系統(tǒng)的快速收斂，減小二次調(diào)節(jié)時間。對本節(jié)中容錯算法的優(yōu)化目標進行了總結(jié)，如表1 所示。

圖33 轉(zhuǎn)矩、轉(zhuǎn)矩角和轉(zhuǎn)速優(yōu)化曲線（負載突變）[67]Fig.33 Optimization of the torque, torque angle and speed(load sudden change)[67]

圖34 短路故障下永磁磁通切換電機轉(zhuǎn)矩沖量平衡控制框圖[71]Fig.34 FDTC system with torque integral balance control method (IB-FDTC)[71]

表1 容錯電機控制算法優(yōu)化目標Table 1 Optimization objectives of control schemes for fault?tolerant machines

3 仿真及實驗

3.1 電磁性能比較

綜合比較容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機（拓撲1）、6/10 容錯型FSPM 電機（拓撲2）、6/14 容錯型FSPM電機（拓撲3）、6/7“E?core”容錯型FSPM 電機（拓撲4）、加極靴6/7“E?core”容錯型FSPM（拓撲5）、6/19 轉(zhuǎn)子分段式多齒容錯型FSPM 電機（拓撲6）的電磁性能，為其進一步的優(yōu)化和應用提供理論依據(jù)依據(jù)。

圖35（a）給出了容錯型轉(zhuǎn)子永磁式電機。在傳統(tǒng)12/10FSPM 電機的基礎上所提出的6/10 容錯型FSPM 電機，其永磁體用量是12/10FSPM 電機的一半，在不填充永磁體的容錯齒上，嵌入高磁阻的材料來提高各電樞線圈之間的磁隔離能力，如圖35（b）所示。為了提高12/10FSPM 容錯電機的轉(zhuǎn)矩能力，并減小定位力矩，同時比較研究了6/14容錯型FSPM 電機，如圖35（c）所示。圖35（d）為6/7“E?core”容錯型FSPM 電機，其主要目的是在減少6/10FSPM 電機永磁體用量的基礎上，同時提高電機轉(zhuǎn)矩密度，而該電機“E”型鐵芯的中間齒的存在使得各繞組具有一定的磁隔離能力。為進一步提高電機的短路電流抑制能力和磁隔離能力，將轉(zhuǎn)子永磁型容錯電機拓撲中的定子齒極靴設計應用到6/7“E?core”容錯型FSPM 電機，如圖35（e）所示。圖35（f）為6/19 轉(zhuǎn)子分段式多齒容錯型FSPM 電機。

容錯型永磁電機拓撲幾何尺寸標識和具體電機參數(shù)分別如圖36 和表2 所示。圖37 給出了容錯型永磁電機永磁磁鏈波形，從圖36 中可以看出，拓撲1 和容錯拓撲6 的磁鏈具有較高的對稱度，拓撲2～5 由于沒有繞組互補的優(yōu)勢，磁鏈波形在0～90°和90°～180°以及180°～270°和270°～360°分別存在差異。圖38 給出了容錯型永磁電機永磁磁鏈波形的幅值，從圖38 中可以看出，對于磁通切換拓撲，拓撲4 具有最高的磁鏈幅值0.040 5 Wb，拓撲5 在拓撲4 的基礎上，加入了定子齒極靴設計，其永磁磁鏈幅值降低為0.039 Wb。

圖39 給出了容錯型永磁電機定位力矩，其峰?峰值比較如圖40 所示。從圖40 可以看出，拓撲一定位力矩峰?峰值為0.8 N·m，拓撲2 的定位力矩最大，峰?峰值為5.6 N·m，拓撲6 的定位力矩峰?峰值為1 N·m。

圖35 容錯型永磁電機拓撲Fig.35 Topologies of fault tolerant permanent magnet mo?tor

圖36 容錯型永磁電機拓撲幾何尺寸標識Fig.36 Dimensions of fault?tolerant permanent magnet mo?tors

表2 容錯型永磁電機拓撲電機參數(shù)Table 2 Parameters of fault?tolerant permanent magnet motor

容錯型永磁電機自感和互感波形如圖41 所示，自感平均值如圖42 所示，互感平均值如圖43所示，互感與自感比值如圖44 所示。從圖中可以看出，拓撲1 的極靴設計增加了電機的電感值。對于容錯型磁通切換電機，拓撲6 具有最高的自感平均值（2.9 mH），拓撲5 在拓撲4 的基礎上，引入了極靴的設計，增加了電機的自感值（1.25 mH 增加到2.45 mH），但這是以增加漏感、減低轉(zhuǎn)矩密度為代價的。拓撲6 是從增加電樞繞組主磁路結(jié)構(gòu)的磁導入手，提高電樞電感中的自感分量，電機保持了相對高的轉(zhuǎn)矩密度。

圖37 容錯型永磁電機永磁磁鏈Fig.37 PM flux linkage of fault tolerant permanent magnet motors

圖38 容錯型永磁電機永磁磁鏈幅值Fig.38 Magnitude of PM flux linkage of fault tolerant per?manent magnet motors

圖39 容錯型永磁電機定位力矩Fig.39 Cogging torque of fault tolerant permanent mag?net motors

圖40 容錯型永磁電機定位力矩峰-峰值Fig.40 Peak to peak cogging force of fault-tolerant perma?nent magnet motor

圖41 容錯型永磁電機自感和互感Fig.41 Self-inductance and mutual inductance of fault-toler?ant permanent magnet motors

圖42 容錯型永磁電機自感平均值Fig.42 Average self-inductance of fault-tolerant permanent magnet motor

對于互感，拓撲1～3 具有相對較小的互感，對于容錯型磁通切換電機，拓撲2 和拓撲3 比其他3種拓撲具有相對較小的互感值，主要是因為容錯齒上存在著高磁阻的隔磁材料。就減小互感值來看，容錯齒加入隔磁材料（拓撲2 和拓撲3）比加入導磁磁料（拓撲4、拓撲5 及拓撲6）的隔磁能力更強。

圖43 容錯型永磁電機互感平均值Fig.43 Average mutual inductance of fault-tolerant perma?nent magnet motor

圖44 容錯型永磁電機互感/自感比值Fig.44 Mutual inductance/self-inductance ratio of fault-tol?erant permanent magnet motor

從圖44 可以看出，在互感與自感比值這一指標上，拓撲6 要遜色于拓撲1～3。拓撲5 相對于拓撲4 降低了轉(zhuǎn)矩密度，但是從互感與自感比這一指標上來看是值得的，互感與自感比由31%降低到12.5%。

圖45 給出了容錯型永磁電機永磁磁鏈與電樞電感比值，該比值決定了電機的短路電流抑制能力，從圖45 中可以看出，拓撲6 短路電流抑制能力最強，其永磁磁鏈與電樞電感比值為6.7 A，短路電流實驗值為6.2 A。

圖45 容錯型永磁電機永磁磁鏈/電樞電感比值Fig.45 Ratio of PM flux linkage to armature inductance of fault-tolerant permanent magnet motor

對于永磁電機而言，永磁磁鏈與電樞電感比值將決定電機的恒功率區(qū)域運行能力。容錯型永磁電機為了實現(xiàn)短路電流抑制能力，其永磁磁鏈與電樞電感比值一般要求小于額定電流幅值，這樣一來，容錯型永磁電機在減小短路電流的同時，客觀上也提高了電機的恒功率區(qū)域運行能力，圖46 給出了電機在相同基速時（調(diào)節(jié)母線電壓使得在基速相同）的轉(zhuǎn)矩?轉(zhuǎn)速特性。從圖46 中可以看出，拓撲6 具有最強的恒功率區(qū)域運行能力，拓撲5 在拓撲4 的基礎上加入了增加電感數(shù)值的極靴設計，很大程度的提高了電機的恒功率區(qū)域運行能力。各種容錯型永磁電機恒功率區(qū)域運行能力大小與前文永磁磁鏈與電樞電感比值大小排列是一致的。

圖46 容錯型永磁電機轉(zhuǎn)矩-轉(zhuǎn)速特性Fig.46 Torque-speed characteristics of the fault-tolerant permanent magnet motor

圖47 給出了容錯電機在健康運行和單相短路運行時的效率?？梢钥闯?，每種拓撲單相短路運行的效率均要低于其健康運行時的效率，這主要是由于短路電流的存在以及在健康相中需要另外注入特定的電流來抑制短路電流產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩脈動。拓撲6 具有相對較高的效率，健康運行和單相短路運行時的效率分別為92%和88%。

圖47 容錯電機效率Fig.47 Efficiency of fault-tolerant machines

綜上所述，由于容錯型永磁電機在保證電機高可靠性、高效率、高轉(zhuǎn)矩密度的基礎上，增強了永磁電機的恒功率區(qū)域運行能力，在混合動力汽車、電動汽車的驅(qū)動系統(tǒng)中也具有較強的應用潛力。

3.2 容錯控制算法

容錯型多齒永磁磁通切換電機樣機如圖48 所示。電機由原動機驅(qū)動，電機六相均開路，圖49 為空載反電勢波形。從圖49（b）中可以看出，采用轉(zhuǎn)子分段式結(jié)構(gòu)，電機繞組的反電勢具有高度的對稱性和正弦性，這與前文理論分析和仿真結(jié)果相一致。

圖48 容錯型多齒永磁磁通切換電機Fig.48 Fault tolerant multi?tooth FSPM motor

圖49 空載反電勢（六相開路）[49]Fig.49 No?load back?EMF(six phases open?circuit)[49]

電機B 相短路的空載反電勢波形如圖50 所示。從圖50（b）中可以看出，在B 相短路的條件下，其相鄰相A 相和C 相的反電勢與圖49（b）相比，波形幅值和形狀無明顯變化，電機具有良好的磁隔離能力和模塊性。

圖51 給出了電機短路電流波形。在100 r/min時，短路電流幅值為6.2 A，在1 600 r/min 時，短路電流幅值為6.5 A，均小于電機的額定電流（8.6 A），電機具有良好的短路電流抑制能力。

FDTC 及TIB?FDTC 算法比較中參數(shù)設置如下：

圖50 空載反電勢（一相短路）[49]Fig.50 No?load back?EMF(one phase short?circuit)[49]

圖51 短路電流[49]Fig.51 Short?circuit current[49]

調(diào)節(jié)時間ts：轉(zhuǎn)速響應達到目標值并且誤差穩(wěn)定在目標值的2%以內(nèi)所需要的最短時間。

峰值時間tp：轉(zhuǎn)速響應達到目標值后達到第一個波峰所需要的時間。

轉(zhuǎn)速跌落Δn：轉(zhuǎn)速響應跌落的最大值。

超調(diào)比值σ：σ=(n(tp)-n(∞))/n(∞)×100%，n(∞) 為轉(zhuǎn)速最終值，n(tp)為轉(zhuǎn)速響應的動態(tài)峰值。

調(diào)節(jié)次數(shù)Z：動態(tài)過程中，轉(zhuǎn)速響應的瞬時值等于n(∞)的次數(shù)。

圖52（a）給出了DTC 控制下的實驗結(jié)果，電磁轉(zhuǎn)矩的頻譜分析如圖52（b）所示。圖52（c）給出了FDTC 的實驗結(jié)果，電磁轉(zhuǎn)矩的頻譜分析如圖52（d）所示。

FDTC 算法的目的是引入前饋控制，減小DTC 算法在短路故障時由短路電流產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩脈動，主要對比其穩(wěn)態(tài)特性。從圖52（b）和圖52（d）中可以看出，采用FDTC，由Ts引起的轉(zhuǎn)矩脈動可以得到有效的抑制。圖52（a）中，轉(zhuǎn)矩脈動的幅值為2.4 N·m，而52（c）中，轉(zhuǎn) 矩 脈 動 的 幅 值 僅 為1.2 N·m。

TIB?FDTC 是為了解決FDTC 算法中轉(zhuǎn)速的動態(tài)性能受轉(zhuǎn)速環(huán)PI 控制器的影響問題，主要對比兩者的動態(tài)性能。圖53 給出了FDTC 的動態(tài)性能（P=8, I=0.006;P=6.8, I=0.000 4）。

圖52 DTC 與FDTC 實驗結(jié)果[71]Fig.52 Experimental results for DTC and FDTC[71]

圖53（a）是典型的PI 控制下的動態(tài)轉(zhuǎn)速波形，轉(zhuǎn)速經(jīng)過多次調(diào)節(jié)過程才能收斂，轉(zhuǎn)速恢復時間為350 ms。

對于FDTC 控制系統(tǒng)，采用時域分析法對轉(zhuǎn)速環(huán)PI 參數(shù)進行了優(yōu)化，圖53 中的動態(tài)轉(zhuǎn)速波形僅僅存在一次超調(diào)過程，且轉(zhuǎn)速收斂時間為105 ms。

圖53 也給出了TIB?FDTC 的實驗結(jié)果，動態(tài)過程中，轉(zhuǎn)速的收斂時間為80 ms，且轉(zhuǎn)速不存在超調(diào)。

FDTC 和TIB?FDTC 的動態(tài)性能比較如表3所示，根據(jù)表3 中的比較可以看出，與理論分析相一致，TIB?FDTC 算法可以使得轉(zhuǎn)速收斂時間最短且不存在超調(diào)。

4 容錯電機的研究展望與應用拓展

4.1 兼顧容錯能力、轉(zhuǎn)矩輸出和過載能力的容錯電機統(tǒng)一設計

容錯型電機具有電感大和短路電流抑制能力強的優(yōu)點，而電感大則意味著電樞繞組磁路的磁導相對較大，所以這一類電機更容易飽和，導致過載能力一般。例如,從文獻[47?48]比較得出，與12/10FSPM 相比，6/19FSPM 電機采用多齒結(jié)構(gòu)，提高了反電勢系數(shù)和氣隙磁導，即提高了電機在額定電流范圍內(nèi)的轉(zhuǎn)矩輸出能力以及短路電流抑制能力，然而，較大的氣隙磁將導致電樞反應嚴重，隨著電流增加，電機飽和加速，6/19FSPM 電機的過載能力要遜色于12/10FSPM 電機。因此，研究并建立兼顧容錯能力、轉(zhuǎn)矩輸出和過載能力的容錯電機統(tǒng)一設計理論十分必要：（1）客觀梳理出各種容錯電機拓撲在容錯能力、額定轉(zhuǎn)矩和過載能力之間的折衷范圍；（2）指導建立新型電機結(jié)構(gòu)的容錯拓撲的設計理論與方法；（3）針對特定容錯驅(qū)動場合和具體容錯指標，使用統(tǒng)一設計理論可以快速、高效地指導容錯電機拓撲的選型和參數(shù)設計。

圖53 FDTC 與TIB-FDTC 實驗結(jié)果[71]Fig.53 Experimental results for FDTC and TIB-FDTC[71]

表3 不同控制算法控制性能表Table 3 Comparison of different strategies

4.2 容錯設計方法與理論與新型電機結(jié)構(gòu)結(jié)合

近些年，磁場調(diào)制電機、定子分區(qū)式電機、記憶電機等新型電機的關注和研究逐年提升，其中：

（1）磁場調(diào)制電機基于磁齒輪的場調(diào)制原理，將轉(zhuǎn)速較低的永磁磁場調(diào)制成轉(zhuǎn)速較高的定子氣隙磁場，實現(xiàn)了“自增速”效果，提高了空載反電勢幅值和轉(zhuǎn)矩密度，特別適合運行在直驅(qū)場合。

（2）由于永磁體和電樞繞組均置于唯一的定子上，傳統(tǒng)定子勵磁型電機的轉(zhuǎn)矩密度受到了限制[73?75]。文獻[76]提出具有更高轉(zhuǎn)矩密度的新型定子分區(qū)式混合勵磁電機。勵磁源（永磁體、勵磁繞組）和電樞繞組被分別置于兩個定子區(qū)域，而轉(zhuǎn)子由調(diào)制塊組成，電機利用率和轉(zhuǎn)矩密度提高顯著。基于分區(qū)思想，種類繁多的定子分區(qū)式電機被提出[77?82]:圖54（a）為 經(jīng) 典 的12/10 永 磁 磁 通 切 換 電機，圖54（b）為其所對應的12/10 定子分區(qū)式永磁磁通切換電機，可以看出，后者充分利用了原型電機的轉(zhuǎn)子內(nèi)部空間，釋放了原型電機的定子空間，從而在相同的電樞銅耗下，可以提高電機的電樞安匝。文獻[75]通過比較指出，在相同的電機體積和銅耗下，定子分區(qū)式電機可以比原型電機的轉(zhuǎn)矩密度提高17%左右。

圖54 12/10 永磁磁通切換電機[71]Fig.54 12/10 FSPM motor[71]

同理，圖55（a）為6/10 E?core 容錯型永磁磁通切換電機，圖55（b）為其所對應的6/10 E?core 容錯型永磁磁通切換電機。后者在具有強容錯能力的同時，又顯著地提高了轉(zhuǎn)矩密度。

（3）記憶電機繼承了混合勵磁電機磁場調(diào)節(jié)能力強、轉(zhuǎn)速運行范圍寬的優(yōu)勢，進一步改進了混合勵磁機理[41,83]，改變了永磁體和勵磁繞組的工作模式和“合作關系”，可以使得穩(wěn)態(tài)運行時勵磁繞組銅耗為零，提高了電機的效率和功率密度[84]。

典型的單定子記憶電機和雙定子記憶電機如圖56 所示[84]。勵磁繞組在實現(xiàn)永磁體的剩磁改變以后，即進入穩(wěn)定狀態(tài)，勵磁電流為零，減小了勵磁損耗，提高了電機效率。

圖55 6/10 永磁磁通切換電機[84]Fig.55 6/10 FSPM motor[84]

圖56 記憶電機[84]Fig.56 Memory motor[84]

上述兩種記憶電機在相鄰兩相之間加入容錯齒或者采用非交疊集中式繞組結(jié)構(gòu)分別可以得到6 相或者3 相容錯型記憶電機。

在研究經(jīng)典的開關磁阻電機、永磁同步電機、永磁雙凸極電機和永磁磁通切換電機的容錯拓撲中所形成的設計方法與理論可以應用到以上3 種新型結(jié)構(gòu)中，根據(jù)新型電機特有的結(jié)構(gòu)與磁路進行“創(chuàng)新型移植”，不經(jīng)可以豐富電力作動系統(tǒng)用容錯電機的拓撲選擇，而且可以提升新型電機在風力發(fā)電、混合動力汽車以及船舶驅(qū)動等領域應用時的可靠性和容錯性能。

4.3 容錯型航空發(fā)電機拓撲與設計理論

多電飛機技術可以極大地提高飛機的可靠性、維修性和地面保障能力，多電飛機電源系統(tǒng)由主電源、應急電源和二次電源3 部分組成，主電源由發(fā)動機驅(qū)動發(fā)電機和保護裝置等組成。當主電源發(fā)生故障時，應急發(fā)電機系統(tǒng)將作為應急電源。不管是主發(fā)電機還是應急發(fā)電機，都應具備較強的容錯能力。雖然電力作動器用容錯電機一般工作在電動狀態(tài)，但是其容錯設計理論和方法是可以給航空容錯發(fā)電機系統(tǒng)提供借鑒。需要注意的是，除了以上兼顧容錯能力、轉(zhuǎn)矩輸出和過載能力的容錯電機統(tǒng)一設計思想，特別地，對于發(fā)電機系統(tǒng)，還必須重點考慮以下3 點：（1）寬轉(zhuǎn)速范圍下的電壓調(diào)節(jié)能力；（2）寬轉(zhuǎn)速范圍下的磁場調(diào)節(jié)范圍；（3）故障狀態(tài)下的不間斷供電能力。

4.4 高動態(tài)性能控制方法

基于電流矢量重構(gòu)的矢量控制技術和基于電壓矢量重構(gòu)的直接轉(zhuǎn)矩控制技術已經(jīng)成功應用于容錯電機的故障狀態(tài)的控制系統(tǒng)中，可以補償平均轉(zhuǎn)矩，減小轉(zhuǎn)矩脈動。矢量控制與直接轉(zhuǎn)矩控制的轉(zhuǎn)速控制器采用的都是PI 控制器。與PI 控制器相比，PID 控制器一定程度上提高了被控量的動態(tài)性能，但是動態(tài)性能很難做到最優(yōu)[32]。不管是PI 控制器還是PID 控制器，都屬于線性控制，其特點如下：（1）線性控制器的設計原則是使得轉(zhuǎn)速的穩(wěn)態(tài)誤差為零，并在較寬的帶寬范圍內(nèi)有足夠的相角裕度；（2）線性控制器的設計是基于頻域分析的方法，并不關注時域響應的最優(yōu)效果。

因此，研究新型的高動態(tài)性能控制算法，實現(xiàn)目標控制量（轉(zhuǎn)速）的最優(yōu)動態(tài)性能具有十分重要的學術價值。同時，研究傳統(tǒng)PI 控制器（穩(wěn)態(tài)）與高動態(tài)性能控制器（動態(tài)）的平滑切換也是必然趨勢。

5 結(jié) 論

原始結(jié)構(gòu)的開關磁阻電機、轉(zhuǎn)子永磁式電機、定子永磁式電機通過繞組結(jié)構(gòu)與磁路的改進，可以得到相對應的容錯電機，適合在多電飛機電力作動系統(tǒng)中應用。本文從拓撲結(jié)構(gòu)與控制策略兩方面對容錯電機的研究現(xiàn)狀與最新進展進行了分析與歸納，總結(jié)出如下兩方面結(jié)論。

拓撲結(jié)構(gòu)方面：

（1）容錯電機系統(tǒng)的電氣隔離能力可以通過每相繞組采用一套獨立的“H”橋變換器來實現(xiàn)。

（2）容錯電機系統(tǒng)的物理隔離能力和熱隔離能力可以通過采用非交疊集中式繞組來實現(xiàn)。一般地，與交疊集中式繞組相比，采用非交疊集中式繞組后，電機的電感值增加，電樞反應增強，電樞磁場的磁路更容易飽和，所以電機的過載能力有所下降。

（3）對于容錯電機的磁隔離能力，半周期工作的開關磁阻電機由于特殊的工作原理和磁路結(jié)構(gòu)，其本省即具有較小的互感值；而對于永磁類電機，則需要采用非交疊集中式繞組結(jié)構(gòu)，同時，容錯齒（隔磁齒）的結(jié)構(gòu)對磁隔離能力影響很大，在容錯齒（鐵磁材料，高磁導）中設置高磁阻的磁障（空氣、永磁體或者不銹鋼），變“導”為“阻”，可以進一步提高磁隔離能力。

值得一提的是，在容錯齒（鐵磁材料，高磁導）中設置空氣磁障提高了容錯電機的模塊性，極大程度地降低了電機的加工難度。

（4）短路電流抑制能力除了受到采用繞組結(jié)構(gòu)的影響之外，還重點受到電機磁路結(jié)構(gòu)的影響，主要表現(xiàn)如下：

①轉(zhuǎn)子永磁式電機中的表貼式永磁同步電機中，電樞磁場與永磁體磁場式串聯(lián)關系，所以，在采用非交疊集中式繞組的前提下，還必須通過定子極靴、槽口漏感設計來增加漏感。漏感的增加使得轉(zhuǎn)矩密度有所降低。轉(zhuǎn)子永磁式電機中的嵌入式永磁同步電機、永磁同步磁阻電機電樞磁場的磁路對永磁體影響小，可以不增加漏感來抑制短路電流。

②定子永磁式電機中的永磁雙凸極電機、永磁磁通切換電機除了永磁體工作安全、退磁風險小的特點之外，電樞磁場與永磁體磁場式并聯(lián)關系，所以，直接采用非交疊集中式繞組、不增加漏感即可提高抑制短路電流能力，在提高容錯能力的同時，可以保持較高的轉(zhuǎn)矩輸出能力。

③容錯型定子永磁式電機存在著定子勵磁源集中、磁路易于飽和的缺點，容錯型磁齒輪雙邊電機可以保證電機容錯能力的同時，充分利用電機空間，進一步提高了電機的轉(zhuǎn)矩輸出能力。

控制策略方面：

（1）當容錯電機工作在開路狀態(tài)，可以采用基于電流矢量重構(gòu)的矢量控制算法來減小轉(zhuǎn)矩脈動，提高穩(wěn)態(tài)性能。其核心思想的重構(gòu)后的電流綜合矢量與健康運行時相同。短路運行時，在電流矢量重構(gòu)時考慮短路電流產(chǎn)生的擾動轉(zhuǎn)矩即可。

（2）基于電壓矢量重構(gòu)的直接轉(zhuǎn)矩控制通過重新推導開關電壓矢量并建立定子磁鏈分區(qū)，同樣可以快速地實現(xiàn)轉(zhuǎn)矩跟蹤并解決開路相的干擾問題。短路運行時，將短路電流產(chǎn)生的擾動轉(zhuǎn)矩通過前饋控制思想引入到給定轉(zhuǎn)矩中即可。

（3）與基于電流矢量重構(gòu)的矢量控制算法相比，基于電壓矢量重構(gòu)的直接轉(zhuǎn)矩控制可以在一定程度上提高轉(zhuǎn)矩的動態(tài)性能，但是兩種算法中轉(zhuǎn)速的動態(tài)性能都受到轉(zhuǎn)速環(huán)PI 參數(shù)的影響。

（4）在健康狀態(tài)和故障狀態(tài)下，采用轉(zhuǎn)矩沖量平衡控制，使得電磁轉(zhuǎn)矩按照最優(yōu)軌跡變化，轉(zhuǎn)速經(jīng)過一次調(diào)節(jié)過程即可收斂，沒有超調(diào)，動態(tài)時間最短。