雙邊錯(cuò)位高速永磁直線同步電機(jī)的設(shè)計(jì)與分析

寇寶泉 葛慶穩(wěn) 張浩泉 牛 旭 黃昌闖

雙邊錯(cuò)位高速永磁直線同步電機(jī)的設(shè)計(jì)與分析

寇寶泉 葛慶穩(wěn) 張浩泉 牛 旭 黃昌闖

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動(dòng)化學(xué)院 哈爾濱 150001）

針對(duì)傳統(tǒng)的4極6槽雙邊對(duì)稱長初級(jí)永磁直線同步電機(jī)，在保證電磁推力大小的情況下，提出采用雙邊錯(cuò)位來降低永磁體渦流損耗的有效方法。介紹電機(jī)的基本結(jié)構(gòu)，闡明雙邊錯(cuò)位結(jié)構(gòu)可以完全消除偶數(shù)次電樞諧波磁動(dòng)勢，進(jìn)而能大幅度降低次級(jí)永磁體渦流損耗。利用有限元分析（FEA）軟件對(duì)比分析對(duì)稱結(jié)構(gòu)和錯(cuò)位結(jié)構(gòu)的定位力、電磁推力和次級(jí)渦流損耗，驗(yàn)證錯(cuò)位方法的正確性，并進(jìn)行結(jié)構(gòu)優(yōu)化設(shè)計(jì)。最后，研制一臺(tái)樣機(jī)并搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，測得樣機(jī)的空載反電動(dòng)勢、定位力以及靜推力。

雙邊錯(cuò)位 永磁直線同步電機(jī) 分?jǐn)?shù)槽集中繞組 永磁體渦流損耗

0 引言

20世紀(jì)90年代以來，電力電子技術(shù)的發(fā)展日趨成熟，用于電磁推進(jìn)系統(tǒng)的直線電機(jī)逐漸成為研究的熱點(diǎn)[1-3]。雙邊長初級(jí)永磁直線同步電機(jī)效率高、推力密度大、法向力小、次級(jí)結(jié)構(gòu)簡單質(zhì)量輕、運(yùn)行過程中不拖動(dòng)電纜、安全可靠，非常適用于高速、高加速度場合。實(shí)際應(yīng)用中，為了提高電機(jī)效率，減小對(duì)電源容量的要求，需要對(duì)長初級(jí)直線電機(jī)進(jìn)行分段。采用分?jǐn)?shù)槽集中繞組便于分段，初級(jí)可以模塊化加工，同時(shí)具有槽利用率高、齒槽定位力小、線圈端部短、銅耗少和空載反電動(dòng)勢（back- Electromotive Force, back-EMF）波形正弦性好等一系列優(yōu)點(diǎn)[4-7]。但是分?jǐn)?shù)槽集中繞組的電樞磁動(dòng)勢諧波含量比較大，特別是高速場合，這些諧波磁動(dòng)勢相對(duì)于次級(jí)高速運(yùn)動(dòng)，進(jìn)而在永磁體內(nèi)感應(yīng)出渦流，產(chǎn)生附加的渦流損耗，使得永磁體溫度升高，甚至引起退磁[8-9]。

為了降低永磁體渦流損耗，國內(nèi)外學(xué)者提出了多種方法[10-16]，如增大氣隙長度、減小槽口寬度、永磁體分塊以及在永磁體外增加保護(hù)套和高電導(dǎo)率的屏蔽環(huán)。文獻(xiàn)[17]提出采用多層繞組來消除低次空間諧波磁動(dòng)勢。文獻(xiàn)[18-19]通過在定子齒部或者定子軛部放置不導(dǎo)磁材料來減小低次諧波磁動(dòng)勢幅值。上述方法可以降低永磁體渦流損耗，但都對(duì)電機(jī)的推力性能產(chǎn)生較大的不利影響。

本文針對(duì)4極6槽雙邊對(duì)稱長初級(jí)永磁直線同步電機(jī)（Double-Sided Symmetrical Long Primary- Permanent Magnet Linear Synchronous Motor, DSSLP- PMLSM）提出一種新的結(jié)構(gòu)方案，其雙邊初級(jí)鐵心一側(cè)的齒對(duì)應(yīng)另一側(cè)的槽，且沿運(yùn)動(dòng)方向，雙邊初級(jí)繞組錯(cuò)位布置。這樣在保證電機(jī)推力大小的情況下，可以消除幅值比較大的電樞磁動(dòng)勢諧波，使得次級(jí)永磁體渦流損耗得到大幅度下降。

1 電機(jī)的基本結(jié)構(gòu)

圖1為傳統(tǒng)4極6槽DSSLP-PMLSM基本結(jié)構(gòu)。圖2為提出的雙邊錯(cuò)位長初級(jí)永磁直線同步電機(jī)（Double-Sided Dislocation Long Primary-Permanent Magnet Linear Synchronous Motor, DSDLP-PMLSM）基本結(jié)構(gòu)。電機(jī)主要由初級(jí)和次級(jí)兩部分組成，初級(jí)包括初級(jí)鐵心和兩套初級(jí)繞組，次級(jí)包括基板和永磁體。

圖1 DSSLP-PMLSM基本結(jié)構(gòu)

雙邊初級(jí)形成串聯(lián)磁路，兩套繞組對(duì)應(yīng)相串聯(lián)連接。相比于傳統(tǒng)對(duì)稱結(jié)構(gòu)，DSDLP-PMLSM的主要特點(diǎn)：①初級(jí)寬等于槽寬，雙邊鐵心一側(cè)的齒與另一側(cè)的槽相對(duì)；②兩套繞組不是對(duì)稱布置，對(duì)應(yīng)相之間錯(cuò)了一個(gè)極距，并且反向連接。

圖2 DSDLP-PMLSM基本結(jié)構(gòu)

2 電樞磁動(dòng)勢分析

4極6槽電機(jī)由兩個(gè)2極3槽單元電機(jī)組成。對(duì)于2極3槽單元電機(jī)，根據(jù)單元電機(jī)三相合成磁動(dòng)勢相關(guān)公式[5]，以基波幅值作為基值，把其他各次磁動(dòng)勢的幅值與此基值相比進(jìn)行標(biāo)幺化，單元電機(jī)前30對(duì)極的諧波分析結(jié)果如圖3所示。由圖可見，電機(jī)內(nèi)部主要的電樞諧波磁動(dòng)勢為2次，其幅值為基波的一半。

圖3 2極3槽單元電機(jī)磁動(dòng)勢諧波分析

DSSLP-PMLSM兩套繞組各線圈空間位置相同，其產(chǎn)生的電樞磁動(dòng)勢也相同，電機(jī)內(nèi)部會(huì)同時(shí)存在偶數(shù)次和奇數(shù)次諧波磁動(dòng)勢，磁動(dòng)勢諧波含量大。

基波磁動(dòng)勢波長為2（為電機(jī)極距），諧波磁動(dòng)勢波長為

首先，當(dāng)上下同相繞組之間相錯(cuò)一個(gè)極距時(shí)，不難發(fā)現(xiàn)，錯(cuò)位距離是偶數(shù)次諧波波長的整數(shù)倍，是奇數(shù)次諧波半個(gè)波長的奇數(shù)倍。然后，當(dāng)上下同相繞組反向連接時(shí)，偶數(shù)次諧波正好正負(fù)疊加，完全消除，奇數(shù)次諧波空間分布完全相同，正好正正疊加。

為了驗(yàn)證上述方法的有效性，選取同相相互錯(cuò)位的兩個(gè)單線圈為對(duì)象，分析DSDLP-PMLSM的電樞磁動(dòng)勢。根據(jù)磁通連續(xù)性原理，可得到兩個(gè)單線圈的磁動(dòng)勢分布，然后選取空間位置為橫坐標(biāo)，對(duì)其進(jìn)行傅里葉分解，進(jìn)而可得到各次諧波磁動(dòng)勢分量，如圖4所示（圖中僅繪出前7次的諧波分量）。從圖可見，相互錯(cuò)位的兩個(gè)同相線圈產(chǎn)生的各次諧波磁動(dòng)勢有所差異，1、5、7次諧波磁動(dòng)勢分量空間分布相同，2、4次諧波磁動(dòng)勢分量空間分布正好反向。同理不難發(fā)現(xiàn)，包含基波在內(nèi)的所有奇數(shù)次諧波磁動(dòng)勢空間分布都相同，所有偶數(shù)次諧波磁動(dòng)勢空間分布都相反，所以此兩個(gè)線圈最終的合成磁動(dòng)勢中僅含有奇數(shù)次諧波磁動(dòng)勢，偶數(shù)次諧波磁動(dòng)勢被完全消除，并且對(duì)基波磁動(dòng)勢沒有產(chǎn)生影響。

實(shí)際上對(duì)于傳統(tǒng)的4極6槽永磁直線同步電機(jī)，它的初級(jí)繞組在N極和S極下的分布不同，使得N極和S極下的磁動(dòng)勢幅值不相等，所以其磁動(dòng)勢波形中除了含有奇數(shù)次諧波外，還含有偶數(shù)次諧波。而本文使上下兩套繞組錯(cuò)位的目的就是在初級(jí)的一側(cè)去構(gòu)造另一側(cè)每相繞組的負(fù)相帶，這樣就會(huì)使N極和S極下的電樞磁動(dòng)勢相等、相反，所以電機(jī)電樞磁動(dòng)勢除基波外，僅含有奇數(shù)次諧波。

3 永磁體渦流損耗解析計(jì)算

當(dāng)不考慮電流時(shí)間諧波時(shí)，對(duì)于永磁直線同步電機(jī)來說，永磁體渦流損耗產(chǎn)生的主要原因是初級(jí)鐵心開槽和存在電樞磁動(dòng)勢空間諧波。在求解永磁體上的渦流損耗時(shí)作如下假設(shè)：①忽略初級(jí)鐵心飽和的影響；②不考慮永磁體渦流的反作用；③永磁體相對(duì)磁導(dǎo)率為1；④分析區(qū)域在二維平面內(nèi)，不考慮電機(jī)的端部效應(yīng)；⑤假設(shè)雙邊初級(jí)之間的磁力線都是垂直直線。

3.1 氣隙磁導(dǎo)分析

以雙邊對(duì)稱永磁直線同步電機(jī)為例分析電機(jī)的氣隙磁導(dǎo)，DSSLP-PMLSM的初級(jí)鐵心如圖5所示。

圖5 DSSLP-PMLSM的初級(jí)鐵心

比磁導(dǎo)表達(dá)式為

式中，0為真空磁導(dǎo)率；1、2分別為雙邊齒之間和槽之間的距離；1為齒距；為整數(shù)。

由式（2）可得比磁導(dǎo)的傅里葉表達(dá)式為

其中

式中，為比磁導(dǎo)諧波階數(shù)。

3.2 空載氣隙磁場的計(jì)算

由文獻(xiàn)[20]可知，永磁體磁動(dòng)勢傅里葉級(jí)數(shù)可表示為

其中

式中，為永磁體的矯頑力；s為同步速度；m為永磁體厚度；為計(jì)算極弧系數(shù)。

根據(jù)磁路的歐姆定律，空載氣隙磁場可表示為

式中，c、分別為第次比磁導(dǎo)諧波的幅值和初始相位。

3.3 電樞氣隙磁場的計(jì)算

由文獻(xiàn)[6]關(guān)于分?jǐn)?shù)槽集中繞組磁動(dòng)勢的分析，可進(jìn)一步推導(dǎo)出傳統(tǒng)雙邊永磁直線同步電機(jī)以及本文提出的雙邊錯(cuò)位永磁直線同步電機(jī)的電樞磁動(dòng)勢表達(dá)形式。

雙邊對(duì)稱永磁直線同步電機(jī)的電樞磁動(dòng)勢可表示為

其中

式中，0為單元電機(jī)的極對(duì)數(shù)；為電樞電流幅值；c為單個(gè)線圈的匝數(shù)；p1n為極對(duì)數(shù)為的諧波繞組短距系數(shù)。

同理，雙邊錯(cuò)位永磁直線同步電機(jī)的電樞磁動(dòng)勢的表達(dá)式為

其中

式中，p2n為DSDLP-PMLSM的繞組系數(shù)。

同理，再根據(jù)磁路的歐姆定律就可以計(jì)算出電樞氣隙磁場。

3.4 永磁體渦流損耗的求解

上文已經(jīng)分別求解出空載氣隙磁場和電樞氣隙磁場，首先根據(jù)磁矢位與的關(guān)系

計(jì)算出磁矢位。然后計(jì)算出永磁體中的渦流密度為

式中，為永磁體的電阻率。

最后根據(jù)焦耳定律，可得永磁體內(nèi)的渦流損耗為

式中，為永磁體的橫向長度。

4 DSDLP-PMLSM的有限元分析

為了驗(yàn)證雙邊錯(cuò)位結(jié)構(gòu)和解析模型的有效性，利用有限元軟件對(duì)雙邊錯(cuò)位永磁直線同步電機(jī)的定位力、電磁推力和次級(jí)永磁體渦流損耗進(jìn)行分析，并對(duì)其結(jié)構(gòu)進(jìn)行優(yōu)化。

4.1 定位力及電磁推力

長初級(jí)永磁直線同步電機(jī)的定位力主要成分是齒槽定位力。在一個(gè)機(jī)械周期內(nèi)，分?jǐn)?shù)槽永磁直線同步電機(jī)的齒槽定位力的周期數(shù)等于槽數(shù)與極數(shù)的最小公倍數(shù)[5]。圖6為兩種結(jié)構(gòu)的定位力對(duì)比曲線。從圖中可知，在一個(gè)電周期（20ms）內(nèi)定位力都是波動(dòng)6次，對(duì)稱結(jié)構(gòu)的定位力幅值為102N，錯(cuò)位結(jié)構(gòu)的定位力為110N，增加了約8%，錯(cuò)位結(jié)構(gòu)對(duì)定位力的影響很小，并且不會(huì)改變齒槽定位力的周期。

圖6 定位力對(duì)比曲線

圖7為相同工況下兩種結(jié)構(gòu)的電磁推力對(duì)比曲線。從圖中可知，兩種結(jié)構(gòu)電磁推力隨時(shí)間的變化曲線相差不大，錯(cuò)位結(jié)構(gòu)的平均電磁推力略小于對(duì)稱結(jié)構(gòu)。對(duì)稱結(jié)構(gòu)的平均電磁推力為596N，錯(cuò)位結(jié)構(gòu)的平均電磁推力為566N，約降低了5%，錯(cuò)位結(jié)構(gòu)對(duì)電機(jī)電磁推力的影響也很小。這是由于錯(cuò)位結(jié)構(gòu)對(duì)電樞基波磁動(dòng)勢沒有影響，只是磁路的等效氣隙長度稍有增加，使得錯(cuò)位結(jié)構(gòu)的電磁推力稍有降低。

圖7 電磁推力對(duì)比曲線

4.2 永磁體渦流損耗

圖8為錯(cuò)位結(jié)構(gòu)的電樞反應(yīng)氣隙磁通密度以及對(duì)應(yīng)的諧波分析結(jié)果。從圖中可知，電樞磁場呈對(duì)稱分布，不含有偶數(shù)次諧波，主要的諧波磁場為5次和7次，這與第2節(jié)關(guān)于電樞磁動(dòng)勢的分析相一致。

圖8 電樞反應(yīng)氣隙磁通密度及其諧波分析

電機(jī)電樞諧波磁動(dòng)勢將產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的諧波磁場。諧波磁場相對(duì)于永磁體高速運(yùn)動(dòng)，會(huì)在永磁體內(nèi)感應(yīng)出渦流，進(jìn)而產(chǎn)生渦流損耗。圖9為兩種結(jié)構(gòu)的永磁體渦流損耗對(duì)比曲線。從圖中可知，對(duì)稱結(jié)構(gòu)的永磁體渦流損耗平均值為36.1W，錯(cuò)位結(jié)構(gòu)為5.6W，降低了近84.5%；此外，對(duì)稱結(jié)構(gòu)的解析結(jié)果為37.8W，與仿真結(jié)果相比誤差為4.7%；錯(cuò)位結(jié)構(gòu)的解析結(jié)果為5.1W，與仿真結(jié)果相比誤差為8.9%?？梢姡瑢?duì)稱結(jié)構(gòu)的解析精度要高于錯(cuò)位結(jié)構(gòu)，這是因?yàn)閷?duì)于錯(cuò)位結(jié)構(gòu)，利用式（3）計(jì)算的比磁導(dǎo)是一個(gè)恒定的常數(shù)，也就無法計(jì)算出由于初級(jí)鐵心開槽引起的渦流損耗，從而使得解析結(jié)果偏小。

圖9 永磁體渦流損耗對(duì)比曲線

另一方面，在一個(gè)電周期內(nèi)對(duì)稱結(jié)構(gòu)的永磁體渦流損耗波動(dòng)了6次，錯(cuò)位結(jié)構(gòu)波動(dòng)了12次，其主要的諧波次數(shù)提高了1倍。這正是由于錯(cuò)位結(jié)構(gòu)中的電樞磁動(dòng)勢諧波次數(shù)也提高了一倍。

圖10為永磁體渦流損耗分布。從圖中可知，對(duì)于對(duì)稱結(jié)構(gòu)，基板兩側(cè)的永磁體渦流呈對(duì)稱分布，錯(cuò)位結(jié)構(gòu)基板兩側(cè)的永磁體渦流損耗分布不同，錯(cuò)位結(jié)構(gòu)可以有效地降低永磁體渦流損耗。

圖10 永磁體渦流損耗分布

4.3 次級(jí)基板材料分析

次級(jí)基板位于兩側(cè)永磁體的中間，是勵(lì)磁磁場磁路的一部分，為了提高電機(jī)的推力密度，一般基板都選用鐵磁材料。鐵磁材料密度大、質(zhì)量重。但是應(yīng)用于電磁推進(jìn)系統(tǒng)的直線電機(jī)要求能獲得較大的加速度，需要盡可能地減小次級(jí)的質(zhì)量，可選擇密度小、質(zhì)量輕的鋁合金材料。圖11為次級(jí)基板選用這兩種材料下的電磁推力對(duì)比曲線。從圖中可知，使用10號(hào)鋼材料的電磁推力要略大于鋁合金材料，使用鋁合金的電磁推力相比于使用10號(hào)鋼降低了約10%。

圖11 不同材料下的電磁推力

圖12為次級(jí)基板選用不同材料下的永磁體渦流損耗對(duì)比曲線。從圖中可知，使用10號(hào)鋼材料的永磁體渦流損耗遠(yuǎn)大于鋁合金材料，使用鋁合金的渦流損耗相比于10號(hào)鋼降低了約86.5%。這是由于10號(hào)鋼相比于鋁合金材料磁路磁阻要小，使電機(jī)氣隙磁場變大，同時(shí)也會(huì)使磁導(dǎo)諧波幅值變大，從而會(huì)增加永磁體上的渦流損耗。可見，次級(jí)基板選用鋁合金材料，能夠有效降低永磁體渦流損耗。綜合考慮，次級(jí)基板選用鋁合金材料。

圖12 不同材料下的永磁體渦流損耗

5 DSDLP-PMLSM的實(shí)驗(yàn)

在上述分析的基礎(chǔ)上，以提高永磁體利用率、電磁推力和降低推力波動(dòng)為目的，利用有限元軟件對(duì)電機(jī)極弧系數(shù)、永磁體斜極角度進(jìn)行優(yōu)化，并根據(jù)優(yōu)化結(jié)果設(shè)計(jì)了一臺(tái)樣機(jī)，樣機(jī)具體參數(shù)見表1。表中的永磁體極對(duì)數(shù)指的是初級(jí)和次級(jí)耦合長度內(nèi)的永磁體對(duì)數(shù)。

表1 DSDLP-PMLSM樣機(jī)參數(shù)

Tab.1 The parameters of prototype DSDLP-PMLSM

樣機(jī)結(jié)構(gòu)如圖13所示。電機(jī)鐵心采用硅鋼片疊壓而成，通過螺絲與鋼板底座緊密相連，如圖13a所示。次級(jí)永磁體嵌在鋁合金基板的平行四邊形凹槽內(nèi)，如圖13b所示。整個(gè)次級(jí)部分通過滑塊與安裝在兩側(cè)鋼板上的導(dǎo)軌連接，如圖13c所示。

圖13 樣機(jī)結(jié)構(gòu)

為了測得電機(jī)的定位力、空載反電動(dòng)勢和靜推力，搭建了如圖14所示的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。

圖14 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

5.1 空載反電動(dòng)勢

伺服電動(dòng)機(jī)和滾珠絲杠產(chǎn)生的恒定推力帶動(dòng)次級(jí)沿導(dǎo)軌做勻速運(yùn)動(dòng)，用示波器測量三相繞組產(chǎn)生的空載反電動(dòng)勢。由于電機(jī)初級(jí)長度有限，為了防止次級(jí)運(yùn)動(dòng)過快發(fā)生脫落，在實(shí)驗(yàn)過程中只對(duì)低速下的空載反電動(dòng)勢進(jìn)行測量。圖15所示為在0.34m/s速度下的空載反電動(dòng)勢測試結(jié)果。圖16為樣機(jī)實(shí)測數(shù)據(jù)與有限元計(jì)算結(jié)果的對(duì)比，實(shí)驗(yàn)得到的空載反電動(dòng)勢幅值為49.6V，有限元計(jì)算得到的結(jié)果為48.4V，兩者結(jié)果很接近，誤差為2.4%，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了有限元計(jì)算的正確性。

圖15 樣機(jī)空載反電動(dòng)勢

5.2 定位力

在電機(jī)空載情況下，用伺服電動(dòng)機(jī)帶動(dòng)滾珠絲杠推動(dòng)電機(jī)勻速運(yùn)動(dòng)。通過拉壓力傳感器檢測定位力變化，結(jié)果如圖17所示。從圖中可知，定位力在一個(gè)電周期內(nèi)波動(dòng)6次，與有限元仿真結(jié)果相同。實(shí)驗(yàn)測得樣機(jī)定位力幅值為12N（見圖中1V對(duì)應(yīng)5N），有限元計(jì)算結(jié)果為11N。

圖16 空載反電動(dòng)勢結(jié)果對(duì)比

圖17 樣機(jī)定位力實(shí)驗(yàn)結(jié)果

5.3 靜推力

給電樞繞組其中一相通入直流電流，用伺服電動(dòng)機(jī)和滾珠絲杠帶動(dòng)樣機(jī)次級(jí)做勻速直線運(yùn)動(dòng)，此時(shí)直線電機(jī)力的變化就是電機(jī)的靜推力特性。

實(shí)驗(yàn)測試過程中，給A相繞組通入直流電流，然后改變電流的大小，得到電機(jī)靜推力與通電電流的關(guān)系曲線。圖18為A相繞組通入4A直流電流時(shí)電機(jī)靜推力隨空間位置的變化曲線（見圖中1V對(duì)應(yīng)50N）。圖19為電機(jī)靜推力與通電電流的關(guān)系曲線，兩條曲線基本重合，最大誤差為2.6%。對(duì)于圖19，需要說明的是，由于直流電源功率的限制，沒有能測量電機(jī)飽和狀態(tài)下的靜推力。

圖18 樣機(jī)靜推力實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖19 樣機(jī)靜推力與通電電流的關(guān)系

6 結(jié)論

本文針對(duì)4極6槽雙邊對(duì)稱長初級(jí)永磁直線同步電機(jī)，提出一種雙邊錯(cuò)位結(jié)構(gòu)，采用雙邊錯(cuò)位的方法對(duì)電機(jī)電樞磁動(dòng)勢諧波進(jìn)行削弱。首先，分析了雙邊錯(cuò)位結(jié)構(gòu)的電樞磁動(dòng)勢，推導(dǎo)永磁體渦流損耗的計(jì)算公式，并利用有限元軟件與雙邊對(duì)稱結(jié)構(gòu)分別從定位力、電磁推力和永磁體渦流損耗進(jìn)行對(duì)比分析。結(jié)果表明，雙邊錯(cuò)位結(jié)構(gòu)相比于雙邊對(duì)稱結(jié)構(gòu)，電樞諧波磁動(dòng)勢僅存在奇數(shù)次，偶數(shù)次被完全消除；雙邊錯(cuò)位結(jié)構(gòu)對(duì)電機(jī)的定位力和電磁推力影響都很小，使電機(jī)定位力增加了約8%，電磁推力下降了5%左右，永磁體渦流損耗下降了近84.5%，該結(jié)構(gòu)可以在保證電磁推力的情況下有效降低永磁體渦流損耗；雙邊對(duì)稱結(jié)構(gòu)的解析誤差為4.7%，錯(cuò)位結(jié)構(gòu)的解析誤差為8.9%。其次，對(duì)次級(jí)基板材料的選取進(jìn)行了分析，采用鋁合金材料可以有效降低永磁體上的渦流損耗。最后，研制了一臺(tái)雙邊錯(cuò)位永磁直線同步電機(jī)樣機(jī)并進(jìn)行初步的實(shí)驗(yàn)研究，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與有限元計(jì)算結(jié)果很相近，空載反電動(dòng)勢誤差為2.4%，靜推力最大誤差為2.6%。

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Design and Analysis of Double-Sided Dislocated High Speed Permanent Magnet Linear Synchronous Motors

（School of Electrical Engineering and Automation Harbin Institute of Technology Harbin 150001 China）

As for the traditional 4-pole 6-slot double-sided symmetrical long primary permanent magnet linear synchronous motor, under the condition of ensuring the electromagnetic thrust, an effective method to reduce the permanent magnet eddy current loss was proposed by adopting bilateral dislocation. The basic structure of the motor was introduced. The double-sided dislocation structure could completely eliminate the even number of armature harmonic magnetomotive force, thereby greatly reducing the permanent magnet eddy current loss. The finite element analysis (FEA) software was adopted to analyze the detent forces of symmetric and dislocation structures, the electromagnetic thrust and the secondary eddy current losses. The accuracy of the dislocation method was proved and the structure was optimized. At last, a prototype was developed, and its back-electromotive force (back-EMF), detent force and static thrust were measured through an experimental platform.

Double-sided dislocation, permanent magnet linear synchronous motor, fractional-slot concentrated-windings, permanent magnet eddy current loss

TM359.4

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200802

國家自然科學(xué)基金（51520105010）國際（地區(qū)）合作與交流資助項(xiàng)目。

2020-07-07

2020-11-30

寇寶泉 男，1968年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)樘胤N電機(jī)及其驅(qū)動(dòng)控制技術(shù)。E-mail: koubq@hit.edu.cn（通信作者）

葛慶穩(wěn) 男，1990年生，博士研究生，研究方向?yàn)樾滦陀来胖本€電機(jī)及其優(yōu)化設(shè)計(jì)。E-mail: 17B906010@stu.hit.edu.cn

（編輯 崔文靜）