用于耦合回旋管信號的過渡電路設(shè)計

何婷婷,李少甫,唐家軒,唐穎穎,余蔣平

(西南科技大學(xué) 信息工程學(xué)院,四川 綿陽 621010)

近年來太赫茲科學(xué)技術(shù)作為一個新興的交叉學(xué)科和研究熱點受到眾多學(xué)者的廣泛關(guān)注,隨著太赫茲技術(shù)的快速發(fā)展,各類太赫茲電路的應(yīng)用需求也得到大幅度提升。

太赫茲技術(shù)研究的重要內(nèi)容之一是電磁信號在不同媒介之間的轉(zhuǎn)換,目前太赫茲固態(tài)器件中常見的信號轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)有微帶線到懸置微帶線過渡、波導(dǎo)到懸置微帶線過渡等。2019年,牛赫一等[1]設(shè)計的微帶線-懸置微帶線過渡電路,利用“V 型開槽地”結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了微帶線到懸置微帶線信號的過渡轉(zhuǎn)換,0～40 GHz頻率范圍內(nèi)回波損耗優(yōu)于15 dB。2018年,林元根等[2]設(shè)計的180 GHz懸置微帶線到波導(dǎo)過渡,回波損耗優(yōu)于20 dB。2019年張運傳等[3]設(shè)計了可應(yīng)用于汽車防撞雷達收發(fā)前端測量的V 波段微帶-波導(dǎo)過渡。2012年電子科技大學(xué)利用扇形階躍阻抗匹配電路設(shè)計了一種220 GHz大氣窗下波導(dǎo)到懸置微帶新型過渡電路,200～240 GHz頻率范圍內(nèi)S11小于-15 dB[4]?？梢娊陙硖掌濍娐分械倪^渡結(jié)構(gòu)成為研究熱點[5],但是目前研究的頻段主要集中在太赫茲低頻段。

對于空間中的電磁信號,通常使用單獨的口徑天線接收并利用波導(dǎo)法蘭接入過渡電路[6]。然而太赫茲高頻段信號功率較小,并且相應(yīng)的器件電路尺寸在毫米量級,這樣的接入方式使信號損耗較大,因此限制了應(yīng)用范圍。

基于測量回旋管信號(1 THz,帶寬50 GHz)頻率的相關(guān)項目需求,本研究設(shè)計了一種將空間中的太赫茲信號接收后以最大效率耦合到懸置微帶線電路中的過渡結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)采用E面探針耦合形式實現(xiàn)懸置微帶線到E面喇叭天線信號的傳輸,并使信號以最大效率輻射到空間中。由于模型具有互易性,同時可用作接收太赫茲信號,將空間中的信號耦合到傳輸線上。這種電路的應(yīng)用從一定程度上提高了信號的轉(zhuǎn)換效率。

1 過渡結(jié)構(gòu)理論分析

1.1 懸置微帶線理論分析

懸置微帶線由金屬屏蔽腔、介質(zhì)基片和金屬傳輸線構(gòu)成,這種傳輸線通過改變基片厚度和空氣腔高度等參數(shù)來改變特征阻抗,從而減少信號傳輸時的損耗。由于懸置微帶線附近被激勵起來的高次模具有電抗性,通常在探針后加一段傳輸線進行阻抗匹配[7]。最初設(shè)計懸置微帶線尺寸時,需要考慮信號傳輸是否能抑制高次模,保證主模傳輸。傳輸線截止頻率定義式為:

式中:a1,b1分別為懸置微帶線腔體寬度和高度;h為介質(zhì)基片厚度;εr為介質(zhì)基片的相對介電常數(shù)。當(dāng)工作頻率大于fc時,傳輸線中會產(chǎn)生高次模,由式(1)可知,截止頻率fc和傳輸線的尺寸、介質(zhì)基片選用的材料有關(guān),因此在設(shè)計時,通常改變對應(yīng)的參數(shù)保證傳輸線中只有一個模式傳播(準(zhǔn)TEM 模)。

2.2 波導(dǎo)-懸置微帶線過渡電路設(shè)計

過渡模型的設(shè)計目標(biāo)是信號在傳輸線和矩形波導(dǎo)之間實現(xiàn)最大效率的電場能量傳輸,通常利用在懸置微帶線和矩形波導(dǎo)交集部分設(shè)計優(yōu)良的阻抗匹配來實現(xiàn),而阻抗匹配又可依靠設(shè)計過渡模塊的物理結(jié)構(gòu)來完成。波導(dǎo)-懸置微帶線過渡常用的結(jié)構(gòu)有兩種,E面探針耦合(介質(zhì)面平行于波導(dǎo)傳輸方向)和H面探針耦合(介質(zhì)面垂直于波導(dǎo)傳輸方向)。為了避免懸置微帶線上下腔體結(jié)構(gòu)的靈活設(shè)計對電磁場信號傳輸產(chǎn)生影響,增加額外損耗,綜合考慮,本次設(shè)計選用E面探針耦合。

波導(dǎo)-懸置微帶線過渡結(jié)構(gòu)示意圖如圖1,由文獻[8]設(shè)計可知探針中心距離矩形波導(dǎo)短路面四分之一處電場能量最大,因此在本次設(shè)計中使L=λg/4(λg為波導(dǎo)波長)。模型中懸置微帶線垂直穿過波導(dǎo),在波導(dǎo)的另外一端形成接地結(jié)構(gòu),設(shè)計這種結(jié)構(gòu)主要是因為模型的應(yīng)用背景是太赫茲混頻器研究,接地端充當(dāng)二極管直流分量的接地回路,防止中頻信號溢出而損壞其他器件[9],這種結(jié)構(gòu)在其他太赫茲電路中同樣適用。

圖1 懸置微帶線-波導(dǎo)E面探針結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Schematic diagram of suspended microstrip line-waveguide E-plane probe structure

1.3 E面喇叭天線設(shè)計

各類天線中喇叭天線具有較高的增益、較好的頻率特性、較大的功率容量以及結(jié)構(gòu)簡單等特點,矩形喇叭天線通常有H 面喇叭、E面喇叭和角錐喇叭。本次設(shè)計為了將天線和懸置微帶線模型共同嵌入金屬腔體中,并且考慮方便加工、成本較低,最終選擇E面喇叭天線結(jié)構(gòu)(圖2)。

喇叭天線的矩形波導(dǎo)部分傳輸TE10模式,當(dāng)波導(dǎo)擴展到喇叭模塊時,電磁場矢量方向?qū)l(fā)生改變,導(dǎo)致E面喇叭天線的阻抗理論分析變得復(fù)雜。引起天線失配的主要原因有:(1)喇叭天線后面上電磁場的反射,反射的強弱與喇叭的口徑尺寸、張角、長度等有關(guān);(2)喇叭天線與波導(dǎo)連接處的信號反射。天線在進行阻抗匹配時可從喇叭口面以及頸部入手,其中頸部阻抗匹配與常見的饋線匹配方式相同[10-11]。在后續(xù)總體模型設(shè)計中結(jié)合窗釘?shù)酿侂娝枷?將懸置微帶線與喇叭天線模塊結(jié)合了起來,在前期設(shè)計時先單獨仿真天線模塊。

圖2 E面喇叭天線結(jié)構(gòu)示意圖Fig.2 Schematic diagram of E-side horn antenna structure

為了得到最佳增益天線,E面喇叭滿足:

式中:λ 為工作波長;C(x)和S(x)為菲涅爾積分函數(shù)。E面喇叭天線最佳天線效率η=0.64。最優(yōu)E面喇叭對應(yīng)的最大相位參數(shù)s為:

2 軟件仿真設(shè)計

2.1 懸置微帶線-矩形波導(dǎo)過渡電路

單獨對懸置微帶線模型進行多次仿真時,發(fā)現(xiàn)屏蔽腔尺寸在幾微米范圍內(nèi)變化,對傳輸?shù)腟 參數(shù)造成的影響極小。因此實物裝配時能讓介質(zhì)基片與模型更好地契合,將懸置微帶線的金屬屏蔽腔下腔體左右兩邊分別縮進5 μm。根據(jù)公式(1)計算得出fc=1.3 THz,并利用HFSS仿真驗證了傳輸線滿足單模傳輸。

波導(dǎo)-懸置微帶線模型中,波導(dǎo)選用WR0.8標(biāo)準(zhǔn)矩形波導(dǎo),腔體材料選用電導(dǎo)率為5.8×107S/m 的金屬銅,波導(dǎo)內(nèi)壁涂一層金屬金,結(jié)合目前加工工藝將表面粗糙度設(shè)置為4μm。懸置微帶線中介質(zhì)基片選用石英基片,過渡結(jié)構(gòu)如圖3。值得注意的是波導(dǎo)壁上開的窗口要足夠小,以避免擾亂波導(dǎo)中的場分布,設(shè)計時窗口選在波導(dǎo)a 邊的中心位置,波導(dǎo)短路面距離探針中心位置L=0.625 mm。由于高頻段出現(xiàn)偏差較大,仿真優(yōu)化時在初值范圍附近修改參數(shù),進行反復(fù)優(yōu)化以達到設(shè)計指標(biāo)。

圖3 波導(dǎo)-懸置微帶線結(jié)構(gòu)Fig.3 Waveguide-suspended microstrip line structure

2.2 E面喇叭天線

喇叭天線的工作原理為輸入電磁波通過模式激勵,傳輸?shù)竭_口面,形成口面場后并向空間輻射,在輻射區(qū)干涉疊加形成輻射場在空間分布。結(jié)合設(shè)計需求,令本次研究的天線增益G=15 dB,工作頻率為1 THz,矩形波導(dǎo)選用WR0.8(0.922～1.4 THz),結(jié)合式(2)-(4),利用Matlab工具可計算出天線對應(yīng)的尺寸,仿真優(yōu)化之后的尺寸如表1所示。

表1 1 THz E面喇叭天線尺寸Tab.1 Dimensions of 1 THz E-side horn antenna

HFSS軟件中天線的仿真模型如圖4所示。為了盡可能使仿真結(jié)果接近真實情況,在HFSS軟件中仿真時,將喇叭天線內(nèi)壁設(shè)置為金屬金材料,表面粗糙度同樣設(shè)置為4μm。由于將來應(yīng)用時將喇叭天線內(nèi)嵌到金屬腔體中,因此只在天線的口面位置設(shè)置了空氣盒子。

圖4 E面喇叭天線模型Fig.4 Model of E-side horn antenna

S 參數(shù)仿真時,回波損耗通常要求小于-20 dB,插入損耗大于-3 dB。喇叭天線效率確定的情況下,天線增益和口徑B 成正比,仿真過程中發(fā)現(xiàn)天線口徑如果過大,方向圖中波束將會變窄、波瓣增多。經(jīng)過反復(fù)仿真優(yōu)化,最終得到最佳S 參數(shù)圖(圖5)。0.922～1.4 THz頻率范圍內(nèi),S11整體小于-20 dB,當(dāng)頻率為1 THz時,S11接近-23 dB,仿真結(jié)果較好。

圖5 E面喇叭天線S 11參數(shù)圖Fig.5 E-plane horn antenna S 11 parameter diagram

2.3 懸置微帶線-喇叭天線過渡電路

兩個模型性能仿真優(yōu)化到最佳后,在HFSS中聯(lián)合仿真優(yōu)化。起初運行時仿真結(jié)果較差,通過對模型中的關(guān)鍵物理尺寸進行調(diào)整,多次迭代優(yōu)化后的結(jié)構(gòu)如圖6所示。懸置微帶線端設(shè)置信號激勵,通過過渡結(jié)構(gòu)將信號以最大效率耦合到天線中并向空間輻射,由天線互易性質(zhì)可知,該模型也可作為太赫茲接收天線使用。其次天線的口徑尺寸還可以根據(jù)需要接收的信號能量大小進行靈活調(diào)整。

圖6 懸置微帶線-喇叭天線過渡模型Fig.6 Transition model of suspended microstrip line-horn antenna

S參數(shù)圖中(圖7)當(dāng)頻率為1 THz時,S11等于-23 dB,在0.96～1.06 THz范圍內(nèi)S11小于-10 dB,帶寬接近100 GHz,實現(xiàn)了寬帶頻率特性,滿足項目中接收50 GHz帶寬信號源的設(shè)計要求。由于增加了過渡模塊信號耦合傳輸損耗,此時天線的增益降為14 dB,但天線的方向性依然保持較好。天線的2D和3D輻射方向圖如圖8所示,天線的極化方式為線極化,圖8(b)中交叉極化的值為-30 dB。

圖7 模型S 11參數(shù)圖Fig.7 Model S 11 parameter diagram

3 仿真結(jié)果容差分析

工作頻率越高,電路尺寸越小,在毫米級電路中微米級別的尺寸變化都可能對電路性能產(chǎn)生影響。根據(jù)盡可能減小裝配誤差的原則,模型加工時以懸置微帶線上腔體面為平面進行切割,分為上下兩部分。在加工之前基于模型的實用性對該部分裝配誤差進行容差分析,結(jié)果如圖9所示,分別為上下腔體裝配時y軸方向和x軸方向偏移所引起的過渡結(jié)構(gòu)S11的變化。

圖8 天線輻射方向圖Fig.8 Antenna radiation pattern

圖9 電路裝配偏移容差分析Fig.9 Circuit assembly offset tolerance analysis

由圖9可知,y 方向上裝配誤差對電路性能的影響相較于x方向要更大一些,這是因為y 方向裝配時左右偏移引起部分懸置微帶線上下腔體高度發(fā)生變化,從而導(dǎo)致電路阻抗改變。y 方向上左右偏移20μm 范圍內(nèi)引起的誤差可以接受。這對現(xiàn)階段裝配工藝提出了較高的要求,腔體設(shè)計時,可參考上述得出的結(jié)論在電路中合適的位置增加定位梢以進一步提高裝配精度。

4 結(jié)論

本文針對電磁信號在不同媒介之間高效率轉(zhuǎn)換問題設(shè)計了一種新型的懸置微帶線-喇叭天線過渡結(jié)構(gòu)。利用HFSS軟件對模型進行仿真優(yōu)化,在0.96～1.06 THz頻率范圍內(nèi),回波損耗優(yōu)于10 dB,天線增益接近14 dB。實驗表明電路中的信號能以較低損耗輻射到空間中去(空間中的信號能高效率地耦合到電路中),一定程度上提高了信號轉(zhuǎn)換的效率。結(jié)合目前加工工藝可實現(xiàn)的條件下對模型的裝配誤差進行了容差分析,這為將來電路腔體設(shè)計提供了理論參考。