雙星形聯(lián)結(jié)發(fā)電機(jī)供電的24脈波變流器及其控制

鄭 雪，李維斌，陳俊宏，王雅麗

（核工業(yè)西南物理研究院，四川 成都 610225）

0 引言

HL-2M裝置是我國(guó)新一代磁約束核聚變裝置，也是我國(guó)目前規(guī)模最大、參數(shù)要求最高的先進(jìn)托卡馬克裝置，主要用于等離子體物理實(shí)驗(yàn)及其聚變工程技術(shù)研究。穩(wěn)定的等離子體放電是開展高質(zhì)量物理實(shí)驗(yàn)的主要基礎(chǔ)。等離子體的約束、加熱和控制分別通過(guò)環(huán)向場(chǎng)（TF）線圈、中心螺線管（CS）線圈和極向場(chǎng)（PF）線圈等產(chǎn)生的磁場(chǎng)作用而表現(xiàn)的，其中D形分布的16組PF線圈主要控制等離子體的截面位形和位移，PF7線圈需要兼顧與等離子體位形和垂直不穩(wěn)定性的控制。在拉長(zhǎng)三角形變偏濾器位形（實(shí)現(xiàn)核聚變的優(yōu)化位形）下，存在大而快的等離子體沿著垂直方向（向上或向下）快速離散的一種邊緣局域模（edge localized mode，ELM）現(xiàn)象[1]，需要進(jìn)行有源反饋控制。國(guó)內(nèi)國(guó)際上的許多裝置主要采用以IGBT全橋逆變或者晶閘管全橋整流為基礎(chǔ)的電源來(lái)控制等離子體垂直不穩(wěn)定性的主要手段，但均面臨著高頻率與小紋波性能無(wú)法兼顧的問(wèn)題。本文設(shè)計(jì)了一種24脈波變流器，在兼顧電壓紋波小的同時(shí)一定程度上提升了輸出頻率。其由雙星形聯(lián)結(jié)繞組發(fā)電機(jī)（簡(jiǎn)稱“雙Y發(fā)電機(jī)”）供電，并通過(guò)變壓器一次側(cè)進(jìn)行移相，不僅滿足了雙Y發(fā)電機(jī)的特殊性要求，而且簡(jiǎn)化了電路，節(jié)約了成本。值得研究的是，如果PF7線圈電源的電流正負(fù)分布嚴(yán)重不對(duì)稱，則需要電源進(jìn)行相應(yīng)的快速響應(yīng)，及時(shí)輸出所需要的電流。

1 雙Y發(fā)電機(jī)供電的24脈波變流器結(jié)構(gòu)

本文設(shè)計(jì)的變流器采用兩組24脈波變流器并以正、負(fù)兩組帶環(huán)流的方式聯(lián)合運(yùn)行，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，負(fù)載為阻感負(fù)載。

圖1 24脈波變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of the 24-pulse converter

由于發(fā)電機(jī)為兩個(gè)星形聯(lián)結(jié)繞組結(jié)構(gòu)，具有30°的相位差，所以在變壓器設(shè)計(jì)和變壓器與整流橋配對(duì)上有一定的設(shè)計(jì)難度，需要充分利用發(fā)電機(jī)雙星形聯(lián)結(jié)繞組的特殊性。

1.1 雙Y發(fā)電機(jī)

本設(shè)計(jì)所采用的雙Y發(fā)電機(jī)容量為300 MVA，頻率范圍為70～110 Hz，輸出形式為雙Y繞組互錯(cuò)30o[2]，工作方式為脈沖供電。發(fā)電機(jī)組的主要工作原理如下：以相對(duì)較小功率在較長(zhǎng)的時(shí)間內(nèi)從電網(wǎng)吸收能量并將整個(gè)機(jī)組軸系逐漸地加速到額定轉(zhuǎn)速，把電能轉(zhuǎn)換成機(jī)械能儲(chǔ)存在機(jī)組軸系中；當(dāng)需向負(fù)載供電時(shí)，發(fā)電機(jī)以數(shù)十倍的功率放電，將儲(chǔ)存在機(jī)組軸系中的機(jī)械能被轉(zhuǎn)換成電能提供給負(fù)載。表1示出該雙Y發(fā)電機(jī)的部分參數(shù)。

表1 雙Y發(fā)電機(jī)參數(shù)Tab.1 Parameters of the double Y motor-generator

1.2 移相變壓器

電力變壓器高、低壓繞組的線電壓既可以同相位，也可以移相30 °的倍數(shù)角度；而移相變壓器可以進(jìn)行任意角度的移相，所以在多脈波二極管和多脈波晶閘管整流電路中應(yīng)用較多。在這些電路中，運(yùn)用移相變壓器不僅可以實(shí)現(xiàn)多脈波輸出，同時(shí)也可以消除諧波。

對(duì)于三相移相變壓器來(lái)說(shuō)，可以采用一次側(cè)為延邊三角形聯(lián)結(jié)的結(jié)構(gòu)，也可以采用二次側(cè)為延邊三角形聯(lián)結(jié)的結(jié)構(gòu)[3]。本文的移相變壓器一次側(cè)為延邊三角形聯(lián)結(jié)，二次側(cè)分別為三角形和星形聯(lián)結(jié)（圖1）。其中一次側(cè)繞組由匝數(shù)為N1和N2的兩部分線圈組成，N2線圈采用三角形聯(lián)結(jié)方式，每一相分別與N1線圈進(jìn)行串聯(lián)，構(gòu)成延邊三角形聯(lián)結(jié)。二次側(cè)繞組由匝數(shù)為N3和N4的兩部分線圈組成，N3線圈為三角形聯(lián)結(jié)，N4線圈為星形聯(lián)結(jié)。

圖2 三相移相變壓器繞組聯(lián)結(jié)圖Fig.2 Connection diagram of the windings of three-phase shift transformer

由圖2所示的繞組連接方式可以畫出其相量關(guān)系（圖3），其中δ為一次側(cè)的移相角度，E表示電動(dòng)勢(shì)。

圖 3 三相移相變壓器相量圖Fig.3 Vectogram of the three-phase shift transformer

繞組電動(dòng)勢(shì)與移相角的關(guān)系如式(1)所示：

而電動(dòng)勢(shì)與匝數(shù)成正比：

將式(2)和式(3)代入式(1)，則有

所以，當(dāng)移相角和變比已知時(shí)，可以得出匝數(shù)的大小。

圖4示出移相變壓器的相量圖。圖4（a）為一次側(cè)移相+7.5°、二次側(cè)為三角形聯(lián)結(jié)和星形聯(lián)結(jié)的移相變壓器相量圖；圖4（b）為一次側(cè)移相-7.5°、二次側(cè)為三角形聯(lián)結(jié)和星形聯(lián)結(jié)的移相變壓器相量圖。

圖4 移相變壓器相量圖Fig.4 Vectogram of phase-shifting transformer

2 變流器工作模式

雙Y發(fā)電機(jī)分別向4臺(tái)三繞組變壓器（T1～T4）供電[4-5]。變壓器均采用一次側(cè)移相，二次側(cè)繞組分別為三角形聯(lián)結(jié)和星形聯(lián)結(jié)，T1和T3一次側(cè)移相+7.5°，T2和T4一次側(cè)移相-7.5°；4臺(tái)三繞組變壓器輸出接8個(gè)全橋整流橋，分為正負(fù)兩組變流器。T1和T4接到0°移相的Y發(fā)電機(jī)，T2和T3接到30°移相的Y發(fā)電機(jī)，由此可得出4臺(tái)變壓器二次側(cè)相位情況（表2）。

表 2 變壓器相位表Tab.2 Phases of the transformers

如圖5所示，實(shí)心的4個(gè)整流橋?yàn)檎M變流器，串聯(lián)之后可以得到24脈波的輸出；另外4個(gè)整流橋?yàn)樨?fù)組變流器，串聯(lián)之后也可以得到24脈波輸出。對(duì)同相位的兩個(gè)變壓器二次側(cè)繞組所連接的全橋整流橋進(jìn)行反向并聯(lián)，反向并聯(lián)的2個(gè)整流橋分別屬于正組變流器和負(fù)組變流器。正組整流橋與變壓器接線如圖5（a）所示，負(fù)組整流橋與變壓器接線如圖5（b）所示。可以看出，無(wú)論是正組整流橋還是負(fù)組整流橋投入工作時(shí)，4臺(tái)變壓器均被接入電路，變壓器負(fù)荷均衡，同一個(gè)變壓器的2個(gè)二次側(cè)繞組分別連接正組整流橋和負(fù)組整流橋；4臺(tái)變壓器只有2種連接組別，電路結(jié)構(gòu)相對(duì)簡(jiǎn)單，且變壓器成本可以得到控制。

圖 5 24脈波變流器工作模式Fig.5 Working modes of the 24-pulse converter

當(dāng)電流大于零時(shí)，僅正組變流器投入工作；當(dāng)電流小于零時(shí)，僅負(fù)組變流器投入工作；當(dāng)電流趨近于零時(shí)，設(shè)定一個(gè)電流過(guò)零窗口。為了使得電流可以平滑過(guò)零，正負(fù)組變流器在過(guò)零窗口同時(shí)投入工作，即帶環(huán)流運(yùn)行。鑒于雙Y發(fā)電機(jī)的特殊性和變流器的控制方式，此種拓?fù)渚哂幸韵聨讉€(gè)優(yōu)點(diǎn)：

（1）變壓器容量小且負(fù)荷均衡。

（2）不論哪種工況，發(fā)電機(jī)和網(wǎng)側(cè)負(fù)荷都均衡。

（3）當(dāng)某個(gè)整流橋發(fā)生故障而引起環(huán)流失控時(shí)，只影響與故障整流橋反向并聯(lián)的整流橋，最大限度地保護(hù)了其他整流橋。

（4）當(dāng)發(fā)生環(huán)流時(shí)，雖然環(huán)流會(huì)流過(guò)發(fā)電機(jī)的兩個(gè)星形繞組，如圖5（c）所示，但由于雙Y發(fā)電機(jī)具有較大的阻抗，因此可以有效地抑制環(huán)流，減小環(huán)流對(duì)回路的影響。

（5）變流器可以進(jìn)行四象限運(yùn)行，以滿足更多的運(yùn)行工況需求。

（6）變流器可以實(shí)現(xiàn)電流平滑過(guò)零，電流、電壓連續(xù)可調(diào)。

3 控制策略

24脈波變流器的作用是在等離子體的垂直位移發(fā)生偏移時(shí)，對(duì)其快速響應(yīng)并及時(shí)修正偏移量。在實(shí)際運(yùn)行過(guò)程中，等離子體的垂直位移是以電流的形式送入變流器控制系統(tǒng)并進(jìn)行計(jì)算的，此電流可以按照給定的波形進(jìn)行變化。因此在變流器中加入負(fù)反饋模塊并采用PID算法對(duì)輸出電流進(jìn)行實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)，一旦輸出電流偏離給定值，立刻對(duì)電流偏移量進(jìn)行實(shí)時(shí)修正。

控制系統(tǒng)需要讀取負(fù)載電流數(shù)據(jù)、控制參數(shù)等，具體步驟如下：讀取負(fù)載電流數(shù)據(jù)，與給定值進(jìn)行對(duì)比，并將結(jié)果送入PID模塊進(jìn)行計(jì)算，將所得到的晶閘管控制角信號(hào)送入晶閘管觸發(fā)電路，最終得到與給定值相同的負(fù)載電流（圖6）。

圖 6 24脈波變流器控制流程圖Fig.6 Control flow chart of the 24-pulse converter

對(duì)仿真模型中PID參數(shù)進(jìn)行選擇：首先，為電路設(shè)計(jì)負(fù)反饋環(huán)節(jié)，將負(fù)載電流id作為輸出采樣值與給定值進(jìn)行比較；其次，去除PID控制器模塊中的積分項(xiàng)（I）和微分項(xiàng)（D），使控制器為純比例（P）調(diào)節(jié)控制方式，由0逐漸加大比例增益P，直至系統(tǒng)出現(xiàn)振蕩，或從此時(shí)的比例增益P逐漸減小，直至系統(tǒng)振蕩消失，記錄此時(shí)的比例增益P，即P=10。在確定控制器的比例參數(shù)P后，先設(shè)定一個(gè)較大的積分時(shí)間常數(shù)I（一般取比例系數(shù)的十分之一），將給定信號(hào)設(shè)置為常數(shù)直流輸出（此處設(shè)為10 kA），觀察輸出電流波動(dòng)Δi情況（表 3）?？梢钥吹剑赑=10的條件下，I=0.1和I=0.08時(shí)，可以完全消除靜差。最終參數(shù)選取P=10，I=0.1。

表 3 不同積分時(shí)間常數(shù)時(shí)的電流波動(dòng)情況Tab.3 Fluctuation of current under different integral coefficient

當(dāng)電流為正時(shí)，控制系統(tǒng)解封正組晶閘管、封鎖負(fù)組晶閘管，并將計(jì)算得到的晶閘管控制角信號(hào)送入正組晶閘管觸發(fā)電路；當(dāng)電流為負(fù)時(shí)，控制系統(tǒng)解封負(fù)組晶閘管、封鎖正組晶閘管，并將計(jì)算得到的晶閘管控制角信號(hào)送入負(fù)組晶閘管觸發(fā)電路。理想情況下，在電流過(guò)零時(shí)，正、負(fù)組變流器可以進(jìn)行理想切換，使得電流可以平滑過(guò)零。實(shí)際應(yīng)用時(shí)，由于信號(hào)延時(shí)、開關(guān)器件動(dòng)作不一致等因素，會(huì)造成因正、負(fù)組變流器切換不理想而導(dǎo)致的電流斷續(xù)情況的發(fā)生。為此，需要在控制過(guò)程中設(shè)置電流過(guò)零窗口期，即在-100～100 A電流范圍內(nèi)，當(dāng)電流趨近于零時(shí)，同時(shí)解封正、負(fù)組晶閘管。此時(shí)電流將分成兩部分：一部分流過(guò)負(fù)載，另一部分流過(guò)正、負(fù)組變流器，形成環(huán)流，此種方式被稱為邏輯帶環(huán)流模式。采用這種控制方式，在保證電流跟隨性的同時(shí)，還能夠使得電流平滑過(guò)零，從而保證變流器輸出質(zhì)量。

4 仿真驗(yàn)證

對(duì)圖7所示的24脈波變流器拓?fù)溥M(jìn)行Matlab仿真建模。采用電流反饋進(jìn)行控制，設(shè)定一個(gè)給定電流，利用負(fù)反饋模塊進(jìn)行實(shí)時(shí)控制，以保證輸出電流的跟隨性；當(dāng)輸出電流發(fā)生偏移時(shí)，PID算法將會(huì)對(duì)其進(jìn)行修正。為了便于仿真與分析，假設(shè)所有開關(guān)器件均為理想器件，忽略變壓器的漏感和電阻，則發(fā)電機(jī)為可被等效為理想電壓源。采用電壓源模塊代替發(fā)電機(jī)，一共有4個(gè)電壓源模塊，模塊頻率為100 Hz，輸出電壓為3 000 V。其中，2個(gè)同相位模塊(0°)用于模擬發(fā)電機(jī)Y繞組1；另兩個(gè)同相位模塊(30°)用于模擬發(fā)電機(jī)Y繞組2。

圖7 24脈波變流器Matlab模型Fig.7 Simulation model of the 24-pulse converter

變壓器為一次側(cè)移相變壓器，其與變流器的連接方式與圖1的相同，負(fù)載參數(shù)被設(shè)置為R=7.5 mΩ，L=7.3 mH。圖8所示為變流器觸發(fā)電路[6]，其中α為觸發(fā)角信號(hào)，可以通過(guò)改變?chǔ)羴?lái)改變輸出電壓；block為封鎖/解封鎖信號(hào)，0表示解封鎖，1表示封鎖。

圖8 觸發(fā)電路模塊Fig.8 Trigger circuit

當(dāng)電流大于零時(shí)，正組變流器工作；當(dāng)電流小于零時(shí)，負(fù)組變流器工作；當(dāng)電流即將過(guò)零時(shí)，采用邏輯帶環(huán)流模式工作，正、負(fù)組變流器被同時(shí)開啟。設(shè)置在電流過(guò)零時(shí)間窗口內(nèi)發(fā)生環(huán)流，采用負(fù)反饋調(diào)節(jié)。設(shè)定一個(gè)給定電流作為負(fù)反饋的參考值，采用PID控制對(duì)輸出電流進(jìn)行采樣，與給定電流進(jìn)行比較，將輸出電流偏離給定電流的偏移量送入PID模塊，經(jīng)過(guò)計(jì)算之后，得到變流器觸發(fā)角α，將觸發(fā)角送入觸發(fā)電路模塊。

圖9（a）為輸出電流和給定電流的仿真波形，可以看出，輸出電流波形和給定電流波形基本重合，電流具有很好的跟隨性，紋波率僅為1.1‰。圖9 （b）為電流過(guò)零處的放大波形，可以看出，電流過(guò)零波形十分平滑。得益于PID控制算法，輸出電流能夠快速響應(yīng)并且具有較好的跟隨性。

圖9 24脈波變流器電流仿真波形Fig.9 Simulated current waveforms of the 24-pulse converter

由于發(fā)電機(jī)兩個(gè)星形繞組之間的電抗非常大，可以起到平衡電抗器的作用。圖10示出該變流器給定電流、輸出電流、輸出電壓和過(guò)零處的環(huán)流仿真波形，可以看出環(huán)流最大值只有2 kA左右。如果在電路中添加平衡電抗器，其環(huán)流值將會(huì)更小。

圖 10 24脈波變流器電流、電壓、環(huán)流仿真波形Fig.10 Simulated waveforms of current, voltage and circulating current of the 24-pulse converter

5 結(jié)語(yǔ)

本文提出并設(shè)計(jì)了一種由雙Y脈沖發(fā)電機(jī)供電的級(jí)聯(lián)24脈波四象限變流器。采用這種拓?fù)渚哂幸韵聝?yōu)點(diǎn)：變壓器與網(wǎng)側(cè)負(fù)荷均衡，變壓器負(fù)荷?。?個(gè)變壓器只有兩種結(jié)構(gòu)，節(jié)省成本；在發(fā)生環(huán)流失控時(shí)可以有效地保護(hù)整流橋；所采用的控制方式可實(shí)現(xiàn)大電流無(wú)環(huán)流運(yùn)行，小電流邏輯有環(huán)流運(yùn)行，電流具有很好的跟隨性；采用正負(fù)組聯(lián)合運(yùn)行的方式可以實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行；發(fā)電機(jī)雙Y之間較大的阻抗可以有效抑制環(huán)流，平衡電抗器可以很小。仿真結(jié)果驗(yàn)證了這種變流器結(jié)構(gòu)應(yīng)用于雙Y發(fā)電機(jī)特殊供電條件的可行性，能夠滿足HL-2M裝置對(duì)等離子體垂直不穩(wěn)定性控制的需求，為下一步的工程實(shí)施提供了堅(jiān)實(shí)的基礎(chǔ)。