77GHz汽車角雷達寬波束平坦增益陣列天線設計

姜興 祝雪龍 廖欣 孫靖虎 楊明 吳斌

（1. 桂林電子科技大學信息與通信學院，桂林 541004；2. 德賽西威智能交通技術研究院有限公司先期研發(fā)部，惠州 516000）

引言

輔助駕駛、自動駕駛等智能化需求的涌現(xiàn)，使毫米波汽車雷達迎來了蓬勃發(fā)展的機遇. 其目標是將駕駛員從單調的任務和復雜交通場景中解脫出來，以提高駕駛安全性和舒適性. 77 GHz毫米波(mmW)汽車雷達系統(tǒng)與傳統(tǒng)的圖像傳感器、超聲波雷達和紅外傳感器相比具有在夜間、暴雨、濃霧等全天候條件下良好的性能[1]，與24 GHz雷達相比還具有分辨率高、測量精度高、體積小的優(yōu)勢.

不同作用距離的雷達對天線增益及波束寬度的要求不盡相同[2-4]，其中汽車角雷達作為盲區(qū)監(jiān)測（blind spot detection，BSD）、側向車道碰撞預警、變道輔助（lane change assistance, LCA）等應用場景下的中短距雷達需要天線具備足夠的寬視場角（field of view，F(xiàn)OV）來檢測較大范圍內(nèi)的目標，其波束覆蓋范圍如圖1所示. 針對車載雷達天線的寬波束性能研究的相關文獻較少，特別是77 GHz頻段. 文獻[5]提出了工作在34～39 GHz的自混合天線陣的概念，在增益滿足要求的情況下可獲得大角度波束覆蓋范圍. 但高增益是通過增大單元間距并使用放大器等有源器件獲得的，天線系統(tǒng)比較復雜，不適用于車載角雷達寬波束天線. 文獻[6]中設計一種用于24 GHz的車載雷達寬波束天線，通過添加寄生貼片和開槽技術，實現(xiàn)了E面49°、H面81°的半功率波束寬度. 但寄生貼片添加在天線所在平面的上方形成的雙層結構增加了天線的剖面，不利于天線與電路的集成. 文獻[7]提出了用于24 GHz車載雷達的陣列天線，文中在微帶貼片所在的平面添加寄生貼片，解決了剖面高的問題. 但對于77 GHz頻段，單元間距的縮小及單元耦合效應的增強，相鄰貼片間添加寄生貼片將會是一個技術難題. 文獻[8-10]只對單元天線增大波束寬度的方法進行了分析.

圖1 角雷達波束示意圖Fig. 1 Beam schematic diagram of angular radar

本文針對77 GHz汽車角雷達設計了3×10單元的寬波束平坦增益微帶陣列天線，并對所設計的線、陣和面陣天線分別進行了加工實測，實測結果和仿真結果吻合較好，滿足系統(tǒng)設計要求.

1 低副瓣微帶線陣設計

微帶天線結構簡單、重量輕、易于集成、適合批量生產(chǎn)等優(yōu)點廣受車載雷達廠商青睞. 本文采用10單元微帶串饋陣列天線結構，如圖2所示，介質材料為Rogers3003、εr=3.0、tanδ=0.001、厚度為0.127 mm. 10個單元可以在滿足俯仰面波束寬度的同時，確保角雷達水平面方向圖為較寬的扇形波束時具有較好的增益. 相比于并聯(lián)饋電，串聯(lián)陣列饋線總長度比較短，可以有效減小引入饋線導致的輻射和雜散損耗，提高天線效率. 但是串聯(lián)饋電的相位容易產(chǎn)生偏差，并在各個陣元間逐漸累積，最終累積出較大的偏差[11]. 由于微帶邊界縮短效應和偏移積累導致相位偏移，采用不等間距線陣單元分布來確保每個單元同相分布.

圖2 線陣結構圖Fig. 2 Structure diagram of line array

為了獲得較低的E面副瓣電平，采用Dolph-Chebyshev陣列綜合方法[12]確定每個貼片的激勵幅度系數(shù). 在確定副瓣電平（sidelobe level, SLL）后通過微帶貼片阻抗設計獲得每個輻射貼片的功率比. 由于10單元線陣結構滿足對稱分布，只需要給出左側5個單元的的電流幅度比即可. 文中SLL指標要求大于?18 dB，考慮一定的容余量后將SLL設定為?25 dB，并求得從中心單元到左側邊緣的電流比為I1∶I2∶I3∶I4∶I5=1∶0.92∶0.78∶0.59∶0.64. 線陣加工實物圖及仿真結果如圖3所示.

由圖3（b）可知，?10 dB帶寬仿真結果為1.1 GHz(76.4～77.5 GHz). 實測結果顯示天線中心頻率為75.9 GHz，?10 dB帶寬為2.5 GHz（75.5～78 GHz）.圖3(c)、(d)為等間距與不等間距分布的E面和H面輻射方向圖，可以看出，不等間距分布的線陣俯仰面副瓣電平較低. 77 GHz時天線最大增益仿真結果為15.7 dBi，方位面3 dB波束寬度為78.5°，俯仰面3 dB波束寬度為10.9°，副瓣電平仿真結果為?24.5 dB滿足指標要求；實測結果顯示天線最大增益為14.8 dBi，方位面與俯仰面3 dB波束寬度分別 為75°和10.6°，副 瓣 電 平?19.7 dB. 實 測 結 果 表明，副瓣、增益及帶寬都可以滿足設計要求（SLL大于?18 dB，增益12 dB，帶寬76.5～77.5 GHz. 考慮中心頻率偏移主要是介電常數(shù)的變化、加工誤差、測試誤差引起的）.

圖3 線陣加工實物與仿真測試結果圖Fig. 3 Structure and simulation test results diagram of line array

2 波導轉接結構及饋電網(wǎng)絡設計

普通的SMA轉接頭焊接的形式對于77 GHz頻段很難滿足損耗及精度要求. 本文設計了WR-12矩形波導到微帶轉接的結構，轉接結構及仿真結果如圖4所示.

圖4 轉接結構與反射系數(shù)圖Fig. 4 Diagram of transfer structure and reflection coefficient

仿真的-10 dB帶寬為73.2～78.7 GHz，插入損耗在76～78 GHz為1 dB左右，表明轉換結構仿真結果滿足設計要求.

在設計不等幅不同相的功分器之前，需要根據(jù)天線的波束需求計算出各個端口的相位和幅值.本文設計的賦形寬波束天線采用三條10單元線陣天線. 根據(jù)天線的波束寬度、增益、線陣之間的間距和增益平坦度，使用粒子群算法在Matlab中計算出三條線陣天線饋電的幅值與相位，如表1所示.

表1 各端口的相位與幅值Tab. 1 Phase and amplitude of each port

根據(jù)計算得到的幅相結果，在電磁仿真軟件中建模仿真驗證，仿真模型和仿真結果如圖5所示. 從圖5(b)可以看出，賦形陣列天線在76.5～77.5 GHz頻段內(nèi)端口隔離度全部小于?26 dB；從圖5(c)可以看出，三個子陣列的3 dB方向圖和6 dB方向圖吻合較好. 圖5(d)為陣列賦形仿真結果，其H面波束增益平坦度較好，輻射增益為13.2 dBi；3 dB波束寬度為118.3°，E面的波束寬度為10.2°. 驗證結果表明使用波束賦形拓寬H面波束寬度，提高平坦增益范圍的方法是可行的.

圖5 賦形陣列天線仿真模型和仿真結果Fig. 5 Simulation model and results of the beam forming antenna

針對波束賦形技術得到的子陣列單元幅相值設計了一分三不等幅不同相功分器，仿真模型及仿真結果如圖6所示. 調節(jié)圖6(a)中較細的微帶線寬度和矩形貼片寬度可以實現(xiàn)阻抗變換并得到相應的功分比，通過改變傳輸線的長度控制輸出端口相位. 觀察圖6(b)中的電流分布得知，電流在矩形貼片處不等分成三路，圓弧形微帶彎折線的使用可以有效減小因導行結構突變引起的損耗. 由圖6(c)知阻抗帶寬滿足設計要求，76.5 GHz時端口2、端口3、端口4三個輸出端口的歸一化幅度之比為0.259∶1∶0.259. 圖6(d)為三個輸出端口的相位仿真結果，可知在中心頻率處，端口2、端口3、端口4的相位為：?30.21°、66.9°、?30.21°，端口2、端口4與端口1的相位差為97°. 三個端口的仿真幅相分布與計算結果吻合較好，滿足設計要求.

圖6 功分器仿真模型與仿真結果Fig. 6 Simulation model and simulation results of the power divider

3 寬波束陣列天線設計

波束賦形使得天線方向圖在所需要的方向上相干疊加，在不需要的地方相互抵消. 基于上一節(jié)波束賦形技術得到的陣列天線參數(shù)及功分器進行了寬波束陣列天線設計，3×10陣列天線的仿真模型及加工實物如圖7所示.

圖7 陣列天線仿真模型與加工實物Fig. 7 Simulation model and prototype of line array

圖8為波束賦形天線仿真與測試結果，結果表明，中心頻率仿真結果為76.2 GHz，阻抗帶寬1.9 GHz.通過波束賦形技術實現(xiàn)的寬波束陣列天線方位面和俯仰面3 dB波束寬度分別達到111.8°和10.6°，且水平面增益曲線平坦度可達?45°～45°，中心頻率處最大增益為13 dBi. 實測結果方位面和俯仰面3 dB波束寬度分別為106.4°和10.9°，中心頻率下最大增益為11.3 dBi. 在方位面波束寬度上，仿真與實測的波束寬度比較吻合. 增益上的差別是由于測試轉接頭的損耗以及一分三不等幅不同相功分器的損耗及測試誤差引起的. 從圖3(c)、(d)和圖8(b)、(c)仿真和測試結果看出，3×10陣列的測試增益下降值大于1×10線陣測試增益的下降值，其主要原因為測試時只校準到功分器的輸入端口，并未把功分器的實際損耗校準進去. 而在 77 GHz頻率下微帶傳輸線的實測損耗值要比仿真值大得多. 由圖7標記處可知陣列天線的轉接結構和功分器上的電流分布，此電流分布引起的雜散輻射是造成俯仰面副瓣電平較高的主要原因. 后續(xù)工作可以采用接地共面波導（grounded coplanar waveguide,GCPW）結構或基片集成波導（substrate integrated waveguide, SIW）結構進行功分器設計，有利于減小微帶功分器和微帶傳輸線造成的雜散輻射對陣列天線副瓣電平的影響.

圖8 波束賦形天線仿真與測試結果圖Fig. 8 Beam forming antenna simulation and test results

4 結 論

本文針對77 GHz車載角雷達在盲區(qū)探測、防撞預警等應用場景下寬FOV的需求，設計了基于波束賦形技術的3×10寬波束平坦增益平面微帶陣列天線. 面陣天線方位面波束寬度可以達到106.4°，增益在?45°～45°平坦度較好，最大為11.3 dBi. 實測結果和仿真結果吻合較好，滿足系統(tǒng)設計要求，對推動77 GHz汽車角雷達的應用、提高角雷達FOV具有一定的意義.