一種超寬帶雙極化陣列天線的設計

唐贏 梁仙靈 王堃 耿軍平 金榮洪

（上海交通大學電子工程系，上海 200240）

引言

隨著無線通信技術的快速發(fā)展，對終端天線的性能要求越來越高，如超寬頻帶、雙極化、大角度掃描等. 現(xiàn)有滿足超寬帶寬角掃描的陣列天線大致有兩類：漸變槽陣列天線和強耦合陣列天線.

漸變槽陣列天線是一種經(jīng)典的超寬帶陣列，其單元本身具備超寬帶性能，通過漸變縫隙結構的靈活設計，可實現(xiàn)滿足不同帶寬比應用的需求.其中最受青睞的一種結構是Vivaldi天線，該天線是P J Gibson于1979年提出[1]，利用指數(shù)漸變槽實現(xiàn)窄邊縫隙到寬邊縫隙的平滑過渡，獲得超寬帶特性，但其剖面較高. 文獻[2]采用五邊形槽線諧振腔替代傳統(tǒng)矩形或圓形的槽線諧振腔，在一定程度上降低了天線的剖面高度. 該Vivaldi陣列天線的阻抗帶寬為0.22～1.76 GHz，掃描范圍±45°，但天線剖面高度仍約為四分之一最低工作波長.

強耦合陣列天線是一種新型超寬帶陣列天線，其單元一般為電小偶極子，單元本身不具備超寬帶阻抗特性，通過陣元間的強耦合實現(xiàn)超寬帶阻抗特性. 該思想可追溯至1965年H Wheeler提出的無限電流片陣列[3]. 強耦合主要通過相鄰電小偶極子分層交疊實現(xiàn)，這種緊挨電小偶極子相鄰間會構建諧振回路，容易產(chǎn)生共模輻射[4]. 為此，文獻[5]在微帶-平衡雙線的巴倫中引入一種缺陷地結構，減少了平衡-不平衡轉換過程中引起的共模輻射.文獻[6]在平衡雙線中引入多個金屬化通孔，以此構建一種抑制共模輻射的環(huán)形變換器.文獻[7]則采用交疊的雙偶極子結構和一種改進的Marchand巴倫饋電，提高回路的諧振頻率，將其移至帶外.上述幾種共模輻射抑制的方法較為復雜，且均基于多層介質(zhì)結構，不易于雙極化陣列天線設計.

本文介紹一種雙極化超寬帶強耦合陣列天線.考慮結構的簡單化和工程的可實現(xiàn)性，相鄰印刷偶極子臂直接相連，由緊湊的Marchand巴倫結合Wilkinson功分器實現(xiàn)強耦合陣列天線的平衡饋電、阻抗變換和帶內(nèi)共模輻射抑制. 仿真與實驗結果表明，該雙極化陣列天線可實現(xiàn)阻抗帶寬1.5～4.0 GHz，E面波束掃描范圍±60°，H面波束掃描范圍±50°.

1 雙極化陣列天線單元設計

雙極化陣列天線單元由一對正交的線極化單元和金屬支撐板組成，如圖1所示. 線極化單元由單層介質(zhì)板實現(xiàn)，一側為輻射層，另一側為網(wǎng)絡層.

輻射層由相連的雙印刷偶極子、金屬地和短路枝節(jié)構成，其中印刷偶極子長度約λh/5（λh為最高工作頻率對應的自由空間波長），相鄰偶極子臂相連，成梭狀結構. 印刷偶極子與金屬地之間有兩個平行的短路枝節(jié)，該枝節(jié)的功能既作為Marchand巴倫的地結構，實現(xiàn)平衡饋電，又用于改善偶極子回路所引起的諧振，抑制帶內(nèi)共模輻射. 因此，通過合理選取短路枝節(jié)的長度，使共模諧振回路路徑的電長度小于λh[5].

網(wǎng)絡層由兩條金屬帶線和一個Wilkinson功分器構成. 金屬帶線與短路枝節(jié)構成Marchand巴倫，實現(xiàn)對印刷偶極子的寬帶激勵. 其中：金屬帶線的AB段長度為24.2 mm＜λh/2，確保印刷偶極子兩臂上的電流同向；BC段采用漸變結構用于改善阻抗匹配. 兩條金屬帶線結合Wilkinson功分器實現(xiàn)雙偶極子并饋激勵. 介質(zhì)基板為Arlon 880，相對介電常數(shù)為2.2，厚度為1.57 mm.

天 線 單 元 電 尺 寸 約 為0.4λh×0.4λh×0.54λh. 其 中Wilkinson功分器位于金屬支撐板的下方，這種設計既能減少饋電網(wǎng)絡的寄生輻射，又易于焊接和組裝. 在周期性邊界條件下對上述單元進行仿真，其有源駐波比(voltage standing wave ratio, VSWR)如圖2所示. 水平極化端口的阻抗帶寬(駐波比小于2)為1.4～4.4 GHz，帶寬比約為3.2∶1；垂直極化端口的阻抗帶寬為1.4～4.2 GHz，帶寬比約為3∶1. 兩者之間的帶寬略微差異主要來自結構不對稱性，水平極化的介質(zhì)板向上開短槽，垂直極化的介質(zhì)板向下開長槽.

圖1 天線單元結構（單位：mm）Fig. 1 Antenna element structure (unit: mm)

圖2 天線單元（周期邊界）仿真有源駐波比Fig. 2 Simulated active VSWR of antenna element(periodic boundary)

2 陣列天線的仿真與實驗

2.1 仿真與設計

基于上述優(yōu)化單元，設計的雙極化陣列結構如圖3所示. 水平極化陣元和垂直極化陣元沿Y方向的數(shù)目均為18個；X方向采用對稱設計，則水平極化陣元和垂直極化陣元沿X方向的數(shù)目分別為7個和8個. 區(qū)域1為激勵元區(qū)；區(qū)域2為啞元區(qū)（接50 Ω電阻），用于減小四周截斷效應的影響.

圖3 雙極化陣列天線結構Fig. 3 Dual-polarized array antenna structure

首先，分析陣列內(nèi)部單元的無源駐波比性能.圖4為內(nèi)部單元O仿真無源駐波比曲線，在1.5～4.0 GHz內(nèi)水平極化和垂直極化的端口無源駐波比分別小于2.3和2.0. 圖5中給出該單元在中心頻點和邊頻（1.5 GHz、2.5 GHz、4.0 GHz）的輻射方向圖，不難看出，該單元具有較為穩(wěn)定的寬波束特性.

圖4 單元O仿真無源駐波比Fig. 4 Simulated passive VSWR of element O

圖5 單元O仿真方向圖Fig. 5 Simulated radiation patterns of element O

進一步地，分析陣列的內(nèi)部單元O和邊緣單元P的有源駐波比性能. 單元O仿真有源駐波比隨波束掃描的變化曲線如圖6所示. 在1.5～4.0 GHz內(nèi)，E面波束±60°掃描時，水平極化端口的有源駐波比小于2.1，垂直極化端口的有源駐波比小于3.5；H面波束±50°掃描時，水平極化端口的有源駐波比小于3.8，垂直極化端口的有源駐波比小于2.9. 值得注意的是，圖6(b)和(c)的有源駐波比相比圖6(a)和(d)差一些，其主要原因是X向的單元數(shù)目過少，因此，若陣列規(guī)模增大，有助于改善有源駐波比. 同時，考慮到陣列結構的對稱性，后續(xù)分析僅給出Y向陣列性能.

圖6 單元O仿真有源駐波比Fig. 6 Simulated active VSWR of element O

圖7給出了單元P仿真有源駐波比隨波束掃描的變化曲線. 在1.5～4.0 GHz內(nèi)，E面波束±60°掃描和H面波束±50°掃描時端口最大有源駐波比分別為3.5和3.0. 相比而言，由于邊緣單元受截斷效應的影響，其有源駐波比相比內(nèi)部單元要差一些.

圖7 單元P仿真有源駐波比Fig. 7 Simulated active VSWR of element P

圖8給出了該雙極化陣列天線在幾個關鍵頻點（1.5 GHz、2.0 GHz、2.5 GHz、3.0 GHz、3.5 GHz、4.0 GHz）波束掃描時的增益滾降. E面波束在0°～60°掃描，各頻點的增益滾降為?3.6～?1.5 dB；H面波束在0°～50°掃描，各頻點的增益滾降為?2.0～?0.7 dB.

2.2 實驗結果與分析

圖9為陣列的實物圖和測試場景圖. 圖10給出了單元O測試無源駐波比隨頻率變化曲線，并與仿真結果進行對比. 在1.5～4.0 GHz內(nèi)，水平極化端口的測試無源駐波比小于1.75，垂直極化端口的測試無源駐波比小于1.83. 端口有源駐波比一般是通過測得陣列各單元的無源S參數(shù)計算得到[8]. 考慮結構對稱性，圖11僅給出單元O與周圍部分臨近單元A-E的互耦系數(shù)，其他非鄰近單元的互耦系數(shù)均低于?30 dB. 通過計算單元O的無源S參數(shù)，可獲得其測試有源駐波比，并與仿真結果進行比較，如圖12所示. 在1.5～4.0 GHz內(nèi)，單元O水平極化端口的有源駐波比小于2.1，垂直極化端口的有源駐波比小于2.2.

圖8 陣列天線仿真掃描方向圖Fig. 8 Simulated scanning radiation patterns of array antenna

圖9 雙極化陣列天線實物與測試場景Fig. 9 Prototype of dual-polarized array antenna and test scene

圖10 單元O測試與仿真無源駐波比Fig. 10 Measured and simulated of passive VSWR of element O

圖11 單元O與單元A-E的互耦系數(shù)Fig. 11 Mutual coupling coefficient between element O and elements A-E

圖12 單元O測試與仿真有源駐波比Fig. 12 Measured and simulated active VSWR of element O

采用電纜組件結合功率分配器構建了一套均勻饋電網(wǎng)絡，對該陣列天線的法向波束進行測試，圖13給出了陣列天線測試與仿真的歸一化方向圖. 在1.5～4.0 GHz內(nèi)，E面波束的旁瓣電平低于?12.7 dB，交叉極化電平小于?19.4 dB；H面波束的旁瓣電平低于?13.2 dB，交叉極化電平小于?19.1 dB.

圖14比較了陣列天線增益、效率. 其中增益曲線包括口徑增益（4πA/λ2，A為陣列口徑面積）、仿真增益與測試增益. 不難看出，兩個極化的測試增益與仿真增益吻合較好，這表明天線的仿真效率能夠有效反映天線的實際效率. 天線的水平極化波束仿真效率（激勵單元數(shù)目/總單元數(shù)目）大于51.2%，激勵效率（仿真增益/口徑增益）為63.5%；垂直極化波束仿真效率大于53.8%，激勵效率為65.7%. 可見，該陣列天線的效率損失主要是啞元引起的.

圖13 陣列天線仿真與測試歸一化方向圖Fig. 13 Measured and simulated normalized radiation pattern of array antenna

圖14 陣列天線的增益與效率Fig. 14 Comparison of gain and efficiency of array antenna

將該陣列天線與已有發(fā)表的相關文獻進行比較，如表1所示. 可以看出，本雙極化陣列天線所需的介質(zhì)層數(shù)少、結構簡單，適合雙極化陣列設計，同時具有更寬的二維掃描角度.

表1 強耦合陣列天線性能比較Tab. 1 Performance comparison of tightly-coupled array antennas

3 結 論

本文設計了一種超寬帶雙極化陣列天線. 陣列單元由正交放置的雙線極化印刷偶極子單元構成，通過Marchand巴倫與Wilkinson功分器融合饋電. 該饋電結構引入電容耦合補償金屬支撐板對偶極子電感效應的影響，達到拓展帶寬的效果. 并通過對Marchand接地部分（偶極子短路枝節(jié)）合理地設計，保證了陣列天線的帶內(nèi)平衡饋電與共模輻射抑制. 不同于其他強耦合陣列通過加載寬角匹配層來實現(xiàn)寬角掃描，本文所提的雙極化陣列天線在無加載寬角匹配層的情況下可實現(xiàn)阻抗帶寬1.5～4.0 GHz，E面波束掃描范圍±60°，H面波束掃描范圍±50°. 該雙極化陣列天線具有結構簡單、帶寬寬、掃描角度大的特點，很適合于超寬帶相控陣系統(tǒng)的應用.