變拓?fù)浠旌想p12脈波整流器的電流預(yù)測控制

張達(dá)敏，張強(qiáng)，曾漢超，呂征宇

(1.廈門理工學(xué)院 電氣工程與自動化學(xué)院，福建 廈門 361024；2.浙江大學(xué) 電氣工程學(xué)院，杭州 310027)

0 引 言

隨著電力電子及功率半導(dǎo)體技術(shù)的發(fā)展，電力電子裝置在電力系統(tǒng)、工業(yè)現(xiàn)場的應(yīng)用越來越廣泛。AC-DC變換作為獲取直流電能最基本的變換方式，在電力電子裝置中作用重大?；谙嗫丶夹g(shù)的功率二極管和晶閘管是上世紀(jì)六七十年代廣泛使用的主流整流器件，在電路結(jié)構(gòu)、可靠性、性價比、效率和魯棒性上具有顯著優(yōu)勢[1-2]。然而，相控整流器自身具有的低功率因數(shù)和高諧波電流的缺陷，使之應(yīng)用范圍受到限制，隨著全控型器件的出現(xiàn)和性能的不斷提升，在中小功率領(lǐng)域逐漸被全控型器件所取代[3]，然而大功率相控整流器仍廣泛應(yīng)用于直流電弧爐、等離子電弧爐、電解冶金、電動汽車充電站和高壓直流輸電等場合[4-6]。

為了抑制諧波污染和低功率因數(shù)，研究人員提出很多方法，總體而言，這些方法可分為兩類[7-8]。其一，采用有源、無源或混合型電力濾波器。該方案雖然可以使網(wǎng)側(cè)輸入電流接近正弦波，但是電力濾波器的功率等級幾乎接近整流器的功率等級，在諧波抑制的成本和電路損耗上沒有優(yōu)勢[9]。其二，從諧波源著手，通過改造電力電子裝置使其諧波下降或消失，如采用PWM(pulse width modulation)整流或多脈波整流技術(shù)。PWM整流器應(yīng)用在大功率場合具有開關(guān)損耗大、效率低等不足，具有一定的局限性[10-12]。多脈波整流通過移相變壓器產(chǎn)生若干組具有特定相位差的三相電源，同時給負(fù)載供電，依靠特定相位差的電流疊加來消除諧波，具有結(jié)構(gòu)簡單、成本低、效率和可靠性高、實(shí)現(xiàn)簡單的優(yōu)點(diǎn)[13]，如文[11-12,14]提出的基于二極管的多脈波整流器，然而，輸出電壓不可調(diào)限制了它在某些需要調(diào)壓的場合的應(yīng)用。對于多脈波相控整流器而言，當(dāng)輸入輸出電壓比值較大時，觸發(fā)角較大(處于深控狀態(tài))，僅通過增加輸出電壓/電流的脈波數(shù)來提高網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)、抑制諧波電流的效果有限。因此，在輸入電壓不變的情況下，輸出電壓的范圍將受到制約，難以適應(yīng)負(fù)載需求。文獻(xiàn)[15]提出柔性變拓?fù)涓拍?，并將其?yīng)用于DC-DC變換器中，通過若干個投切開關(guān)的不同組合獲得多種電路拓?fù)?。文獻(xiàn)[16]提出的變拓?fù)湎嗫卣髌髦挥?種工作模式：并聯(lián)和串聯(lián)。隨著輸出脈波數(shù)的增加，串聯(lián)和并聯(lián)輸出的電壓差值越來越大，導(dǎo)致串聯(lián)工作模式的網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)下降。

針對上述問題，本文研究了一種變拓?fù)涠嗝}波整流器(HDTPFTTR,hybrid double twelve-pulse flexible-topology thyristor rectifier)，通過改變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)盡可能縮小輸入輸出的電壓差值，旨在降低網(wǎng)側(cè)電流的諧波含量，同時，拓寬輸出電壓范圍。采用電流預(yù)測控制策略控制整流器的輸出電流，實(shí)現(xiàn)輸出電流的快速響應(yīng)。

1 HDTPFTTR工作模式分析

HDTPFTTR電路拓?fù)淙鐖D1所示。移相變壓器輸出4組相互隔離的交流電源(相位差為15°)，4組6脈波相控整流器與若干輔助開關(guān)組成一個拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可變的雙12脈波整流器，開關(guān)狀態(tài)的不同組合代表不同的工作模式。

圖1 HDTPFTTR電路拓?fù)?/p>

與文獻(xiàn)[16]相比，本文討論的電路拓?fù)潆m然只增加了2個開關(guān)(Sw9,Sw10)，但額外獲得3種工作模式，尤其可貴的是獲得了混合模式?；旌夏Ｊ焦ぷ鲿r，4組整流器#1和#2、#3和#4先串聯(lián)形成2個12脈波串聯(lián)整流器，再并聯(lián)輸出24脈波，因此稱為雙12脈波整流器，其輸出電壓介于并聯(lián)模式和串聯(lián)模式之間。由于輸入輸出電壓比下降，其網(wǎng)側(cè)諧波電流含量小于串聯(lián)模式，混合模式等效電路拓?fù)淙鐖D2所示。

圖2 混合模式等效電路

除了輸出24脈波的3種工作模式外，HDTPFTTR還能夠工作于12脈波模式，等效為12脈波整流器，此時，只有2組整流器串聯(lián)或并聯(lián)工作，實(shí)現(xiàn)冗余設(shè)計(jì)。串聯(lián)12脈波和并聯(lián)12脈波各有2種等效電路，其等效電路對應(yīng)的開關(guān)組合如表1所示。表中，1表示開關(guān)導(dǎo)通，0表示開關(guān)截止。

表1 開關(guān)狀態(tài)與工作模式的關(guān)系

設(shè)定輸入三相電壓表達(dá)式如下：

(1)

并定義HDTPFTTR的輸入電壓矢量如下：

j=1,2,…,24。

(2)

式中：Ur為三相電源線電壓有效值；vj代表輸入的電壓矢量。由圖1及表1可知，雙12脈波整流器工作于串聯(lián)模式時，每個周期輸出的電流為24脈波。因此，任意時刻其等效輸入電壓由4個相位差依次為15°的電壓矢量合成，表達(dá)式如下

vjs=vj-1+vj+vj+1+vj+2。

(3)

式中vjs代表輸入電壓矢量的合成量。將式(2)代入式(3)中，得到下式

vjs=vj-1+vj+vj+1+vj+2=

j=1,2,…,24

(4)

其幅值如下式所示

(5)

再根據(jù)多脈波整流器的輸出電壓平均值與輸入電壓的關(guān)系，得到HDTPFTTR最大輸出電壓平均值如下式所示

5.17Urcosα。

(6)

式中：α為晶閘管觸發(fā)角；U24ser為串聯(lián)模式工作時整流器的等效輸入電壓幅值；Ud24ser為對應(yīng)的輸出電壓平均值最大值。

同理，對于HDTPFTTR工作于混合模式，其輸出電壓的理論最大值與12脈串聯(lián)模式工作時的輸出電壓理論最大值相同。任意時刻的等效輸入電壓矢量由2個電壓矢量合成，如下式所示

vjs=vj+vj+1=

j=1,2,…,12。

(7)

因此，等效輸入電壓幅值與相應(yīng)的整流輸出電壓平均值分別如下式所示：

(8)

2.61Urcosα。

(9)

式中：U24hyb為混合模式時整流器的等效輸入電壓幅值；Ud24hyb為相應(yīng)的直流側(cè)輸出電壓平均值。

2 電流預(yù)測控制實(shí)現(xiàn)

傳統(tǒng)的多脈波整流器一般采用PI控制策略，其控制結(jié)構(gòu)如圖3所示。負(fù)載電流經(jīng)低通濾波器后與給定的參考電流比較，輸出的電流誤差經(jīng)PI控制器調(diào)節(jié)后傳遞給反余弦變換器，得到相應(yīng)的觸發(fā)角度；相位同步電路始終跟蹤交流側(cè)電壓相位，最后根據(jù)觸發(fā)角的大小調(diào)節(jié)晶閘管的觸發(fā)時刻，即可改變輸出電流。

圖3 PI控制結(jié)構(gòu)示意圖

由于負(fù)載電流和觸發(fā)角的函數(shù)關(guān)系為非線性關(guān)系(解析式為超越方程)，通過線性化處理得到的傳遞函數(shù)，對信號模型的折中處理降低了動態(tài)性能；其次，觸發(fā)角的調(diào)整過程中存在較大的時滯環(huán)節(jié)，PI參數(shù)整定時需要考慮足夠的相角和幅值裕度才能保證系統(tǒng)穩(wěn)定，使得控制器的增益和帶寬均受限。因此，采用PI控制的多脈波整流器難以達(dá)到滿意的電流動態(tài)響應(yīng)速度。

電流預(yù)測控制具有算法簡單易實(shí)現(xiàn)、電流響應(yīng)速度快的優(yōu)點(diǎn)，因此在非線性系統(tǒng)如電力電子變換器、電機(jī)驅(qū)動中得到廣泛應(yīng)用[17-19]。本文采用電流預(yù)測控制策略來預(yù)測晶閘管的觸發(fā)時刻，不需要計(jì)算觸發(fā)角，僅包含簡單的迭代運(yùn)算，因此非常適合用DSP(digital signal processor)來實(shí)現(xiàn)。算法的本質(zhì)是通過提前計(jì)算電感的儲能量來實(shí)現(xiàn)預(yù)測，其簡要計(jì)算過程如圖4所示。

圖4 電流預(yù)測控制原理圖

從圖4中交流電壓和電感電流的穩(wěn)態(tài)變化曲線可知，電感電流iL在交流電壓和直流電壓相交的時刻取得最大值，即此時電感的儲能達(dá)到最大值，例如圖中v0與vdc的交點(diǎn)對應(yīng)的時刻t1，如果在此時刻觸發(fā)v1，則施加于電感L上的電壓差值(v1-vdc)的伏秒積分將使電感開始儲能，電感電流上升，可以預(yù)測電感電流增量ΔiL將于v1-vdc=0的時刻(即t3時刻)達(dá)到最大值，記為ΔiLmax，滿足

(10)

ΔiLmax是每個換相周期內(nèi)電感電流能夠獲得的最大增量，實(shí)際上不是每個周期都需要最大增量(取決于負(fù)載電流參考值)，因此可以通過控制晶閘管的導(dǎo)通角來改變導(dǎo)通時刻，從而獲得期望的電感電流增量。如果在(t1～t3)時段內(nèi)的某個時刻(例如t2時刻)觸發(fā)晶閘管，那么時刻的電感電流iL(t3)由可由式(11)～式(13)確定，實(shí)現(xiàn)了在時刻t2預(yù)測t3時刻的電流值。同理，其他時刻的電感電流值如iL(t4)、iL(t5)、iL(t6)等亦可被預(yù)測。

(11)

式中：

(12)

進(jìn)一步，式(11)可化為

(13)

圖5 電感電流增量圖解

(14)

同時，脈動電流最大值ΔIm和t2,t3,t4分別由下式確定；

(15)

(16)

根據(jù)式(14)～式(16)，即可確定電感值的大小。而電感兩端電壓瞬時值uL(t)由輸入和輸出電壓決定，即

uL(t)=vjs(t)-vdc。

(17)

式中：輸入電壓vjs(t)為HDTPFTTR輸入電壓的合成矢量，其大小與工作模式有關(guān)，不同工作模式對應(yīng)不同的輸入電壓矢量。例如，在24脈波串聯(lián)模式時，vjs(t)由式(3)決定。相應(yīng)地，每個中斷周期內(nèi)控制器需要計(jì)算的電壓矢量個數(shù)也決定于工作模式。

對于24脈波串聯(lián)工作模式，每個中斷周期需要計(jì)算24個電壓矢量，其合成關(guān)系如式(4)所示；對于混合工作模式，24個電壓合成矢量可通過下式求得：

vjs(t)=vj(t)+vj+1(t)=

j=1,2,…,24。

(18)

對于并聯(lián)模式，輸出電流不論是12脈波還是24脈波，其電壓矢量均可表示為

j=1,2,…,N。

(19)

式中：N=12或N=24。

根據(jù)工作模式，分別計(jì)算該模式下每個電壓矢量對應(yīng)的電感電流瞬時值，當(dāng)該瞬時值與參考電流相等時，即滿足以下關(guān)系，

(20)

那么產(chǎn)生iL(tn)的電壓矢量所對應(yīng)的晶閘管將在下一個中斷周期被觸發(fā)導(dǎo)通，從而實(shí)現(xiàn)電流預(yù)測控制。

3 仿真與實(shí)驗(yàn)分析

為了測試HDTPFTTR基于電流預(yù)測控制策略的電流動態(tài)響應(yīng)性能，利用MATLAB仿真平臺分別搭建了HDTPFTTR基于電流預(yù)測控制和基于PI控制的仿真模型，選取蓄電池作為負(fù)載，仿真和實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)置如表2所示。

表2 仿真與實(shí)驗(yàn)參數(shù)配置

3.1 電流預(yù)測控制仿真分析

圖6所示為HDTPFTTR工作于混合模式，以標(biāo)稱電流(120 A)對蓄電池充電的電壓和電流波形。圖示在恒流作用下電池端電壓緩慢上升，電壓紋波非常小(<0.1 V)，電流為24脈波，紋波為1 A。電池模型來源于國產(chǎn)某電動汽車蓄電池，容量為60 kWh，標(biāo)稱電壓為500 V，初始容量為50%，初始電壓494 V。HDTPFTTR工作于串聯(lián)和并聯(lián)模式的電壓、電流響應(yīng)與混合模式類似，所不同的只是網(wǎng)側(cè)輸入電流的諧波含量。

圖6 混合模式工況的負(fù)載電壓和電流

HDTPFTTR具有5種等效工作拓?fù)?，圖7、圖8分別為HDTPFTTR工作于串聯(lián)12脈波和串聯(lián)24脈波的電流動態(tài)響應(yīng)波形，由圖可見，當(dāng)參考電流階躍突變時(120～80 A或100～80 A)，采用電流預(yù)測控制策略，負(fù)載電流可以平滑過渡，并且負(fù)載電流能夠快速跟隨參考電流。HDTPFTTR工作于其他模式的電流動態(tài)響應(yīng)結(jié)果類似，不贅述。

圖7 串聯(lián)12脈波模式工作的電流動態(tài)響應(yīng)

圖8 串聯(lián)24脈波模式工作的電流動態(tài)響應(yīng)

圖9～圖11分別為HDTPFTTR在混合、并聯(lián)12脈波和串聯(lián)12脈波等工作模式間切換時的電流動態(tài)響應(yīng)結(jié)果，此時負(fù)載電流為80 A。由圖可見，得益于電流預(yù)測控制策略的快速響應(yīng)，并且由于仿真模型中元器件設(shè)置為理想?yún)?shù)，因此HDTPFTTR在不同工作模式間切換時，負(fù)載電流能夠平滑過渡。

對于圖9、圖10所示電感電壓，由于混合模式和并聯(lián)12脈波所對應(yīng)的電壓矢量不同，每個脈波所占的電角度也不同(混合模式為15°，并聯(lián)12脈波為30°)，導(dǎo)致混合模式的電感伏秒積分大于并聯(lián)12脈波模式，切換瞬間存在電感能量的突變，因此電感兩側(cè)出現(xiàn)較大的電壓突變；圖11所示為混合模式切換到串聯(lián)12脈波模式，由于兩者的等效電壓矢量相同，電感伏秒積分也相同，切換瞬間不存在能量突變，因此，切換過程中電感電壓平滑過渡，無沖擊。HDTPFTTR在其他工作模式間切換結(jié)果類似。

圖9 混合模式切換到并聯(lián)12脈波模式的電流響應(yīng)

圖10 并聯(lián)12脈波模式切換到混合模式的電流響應(yīng)

圖11 混合模式切換到串聯(lián)12脈波模式的電流響應(yīng)

圖12 串聯(lián)12脈波切換到混合模式的電流響應(yīng)

3.2 PI控制仿真分析

為了驗(yàn)證PI控制器的控制效果，根據(jù)圖3所示控制原理框圖搭建HDTPFTTR的仿真模型及其PI控制環(huán)路，分析不同工作模式下的電流階躍響應(yīng)，仿真結(jié)果如圖13～圖18所示。由圖可見，采用PI控制策略，當(dāng)電流給定值發(fā)生突變時，負(fù)載電流無法快速響應(yīng)，需要經(jīng)過1個周期(20 ms)以上的調(diào)整時間才能趨于穩(wěn)定值，此外，電流超調(diào)量也比較大，如圖18所示并聯(lián)模式的電流超調(diào)量達(dá)到20%，同樣工況下采用電流預(yù)測控制策略，其電流超調(diào)量僅為5%，并且僅需2個脈波(約1.67 ms)的時間即趨于穩(wěn)定值，如圖19所示。

圖13 串聯(lián)模式下的電流階躍響應(yīng)(80 A→100 A)

圖14 串聯(lián)模式下的電流階躍響應(yīng)(100 A→80 A)

圖15 混合模式下的電流階躍響應(yīng)(80 A→100 A)

圖16 混合模式下的電流階躍響應(yīng)(100 A→80 A)

圖17 并聯(lián)模式下的電流階躍響應(yīng)(100 A→80 A)

圖18 并聯(lián)模式下的電流階躍響應(yīng)(80 A→100 A)

圖19 基于電流預(yù)測控制的電流階躍響應(yīng)(80 A→100 A)

圖20所示為電流階躍響應(yīng)時觸發(fā)角的變化曲線，電流發(fā)生階躍時，觸發(fā)角發(fā)生較大幅值的變化，需要經(jīng)過1個周期以上的時間才能趨于穩(wěn)定。圖21、圖22所示分別為HDTPFTTR從串聯(lián)24脈波模式切換至并聯(lián)模式、混合模式切換至并聯(lián)模式的電流響應(yīng)曲線，仿真結(jié)果表明，基于PI控制策略，電流出現(xiàn)較大振蕩，切換過程中電感電壓峰值也遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于電流預(yù)測控制工況(與圖9、圖10對比)。模式切換時的觸發(fā)角變化曲線如圖23所示，與電流階躍響應(yīng)類似，觸發(fā)角也存在較大幅度振蕩，需要20 ms以上的時間才能趨于穩(wěn)定。其他模式之間的切換結(jié)果與此類似，不贅述。

圖20 觸發(fā)角變化曲線(100 A→80 A)

圖21 串聯(lián)模式切換至并聯(lián)模式

圖22 串聯(lián)模式切換至混合模式

圖23 模式切換時的觸發(fā)角變化曲線

3.3 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)測試

為了進(jìn)一步驗(yàn)證HDTPFTTR及電流預(yù)測控制策略的可行性，在仿真分析的基礎(chǔ)上，搭建了一臺3.5 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如圖24所示，電池負(fù)載由可編程直流電子負(fù)載(Chroma 63804)模擬，電流預(yù)測控制策略通過TMS320F2812數(shù)字控制器實(shí)現(xiàn)。4組交流電源由15°移相的Zigzag變壓器輸出。HDTPFTTR工作于混合模式，以恒定電流工作的負(fù)載電壓和電流波形如圖25所示。電壓信號經(jīng)電壓霍爾傳感器(HV03-10/25MA-P)輸出端量測得到。圖26為HDTPFTTR工作于混合模式的電流動態(tài)響應(yīng)結(jié)果，電流切換期間無過沖，電流響應(yīng)迅速，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果一致。圖27和圖28為HDTPFTTR在不同模式間切換的電流響應(yīng)結(jié)果。實(shí)際電路中由于變壓器存在漏感，電感電壓突變造成負(fù)載電流存在過沖。優(yōu)化移相變壓器設(shè)計(jì)能夠減小電流過沖。以實(shí)際的器件參數(shù)代入仿真模型中，將HDTPFTTR工作于混合模式時與常規(guī)的24脈波整流器工作于串聯(lián)模式時的輸入電流THD(total harmonic distortion)值對比，得到的仿真結(jié)果如圖29所示。

圖24 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

圖25 混合模式的負(fù)載電壓和電流波形

圖26 負(fù)載電流動態(tài)響應(yīng)(8 A→5 A)

圖27 串聯(lián)與混合工作模式切換

圖28 不同工作模式間切換

圖29 網(wǎng)側(cè)輸入電流THD值對比結(jié)果

由圖29可見，混合模式下的輸入電流THD顯著小于24脈串聯(lián)整流器。因此，在并聯(lián)和串聯(lián)模式之間引入混合模式，可以顯著降低網(wǎng)側(cè)輸入電流的諧波含量(相對于串聯(lián)模式)。當(dāng)負(fù)載電流為120 A時，常規(guī)的24脈波串聯(lián)整流器和HDTPFTTR工作于混合模式對應(yīng)的網(wǎng)側(cè)電流THD值依次為7.04%、2.44%。隨著負(fù)載功率的增加，網(wǎng)側(cè)輸入電流的諧波含量將進(jìn)一步降低，表明根據(jù)負(fù)載電壓選取合適的工作模式(圖示為混合模式)，可以顯著降低輸入電流THD值。將輸入線電壓設(shè)為380 V，負(fù)載電流100 A，并以實(shí)際的器件參數(shù)代入仿真模型，得到網(wǎng)側(cè)輸入電流的諧波分析結(jié)果如圖30所示。圖31所示為HDTPFTTR工作于混合模式和串聯(lián)24脈波模式時的輸入相電流仿真結(jié)果，電流波形進(jìn)一步驗(yàn)證了圖30的諧波分析結(jié)果。

圖30 網(wǎng)側(cè)輸入電流諧波分析

圖31 網(wǎng)側(cè)輸入相電流

4 結(jié) 論

論文對傳統(tǒng)24脈波相控整流器進(jìn)行拓?fù)涓脑欤岢鲆环N具有串聯(lián)、并聯(lián)、混合和冗余工作模式的雙12脈波整流器，并采用電流預(yù)測控制策略控制晶閘管的觸發(fā)時刻，避免了繁瑣的觸發(fā)角計(jì)算。

1)相較于傳統(tǒng)的PI控制，具有更快的電流響應(yīng)速度、更小的超調(diào)量。該整流器僅比傳統(tǒng)整流器多了若干切換開關(guān)。

2)當(dāng)該整流器工作于混合模式時，其網(wǎng)側(cè)電流THD值僅為1.96%，低于串聯(lián)模式的電流THD值(6.98%)，網(wǎng)側(cè)電流諧波得到一定的抑制。

3)當(dāng)該整流器工作于冗余模式時，僅部分晶閘管參與功率變換，降低功耗。