五電平逆變器鉗位電容平衡控制策略研究

葉滿園，章俊飛，陳樂

(華東交通大學(xué) 電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，南昌 330013)

0 引 言

多電平逆變器被廣泛地應(yīng)用在交流調(diào)速、光伏發(fā)電等中壓大功率系統(tǒng)中[1]。而且其具有輸出電壓波形諧波含量低，功率器件所承受的電壓應(yīng)力小，及開關(guān)損耗少等優(yōu)點(diǎn)，受到了學(xué)者們廣泛地關(guān)注[2-3]。多電平逆變器主要有：二極管鉗位型(neutral-point-clamped，NPC)、飛跨電容型(flying capacitor，F(xiàn)C)和級(jí)聯(lián)H橋型(cascaded H-Bridge，CHB)3種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[4-6]。

其中CHB多電平逆變器，其拓?fù)鋬H由開關(guān)器件和電壓源構(gòu)成，并不存在飛跨電容穩(wěn)壓和鉗位電容中點(diǎn)電位平衡問題，但隨著電壓等級(jí)的提高，需要大量的獨(dú)立電壓源和開關(guān)器件[7]，增加了成本。而二極管鉗位型和飛跨電容型逆變器存在著復(fù)雜的直流側(cè)中點(diǎn)電位平衡問題、懸浮電容電壓穩(wěn)定問題[8-9]。

對(duì)于三電平的二極管鉗位型逆變器或飛跨電容型逆變器，學(xué)者們做了大量研究[10-13]，而對(duì)同類型五電平逆變器的研究，不管是從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)創(chuàng)新還是調(diào)制策略方面，相關(guān)文獻(xiàn)相對(duì)較少。文獻(xiàn)[14]介紹了一種由二極管鉗位五電平拓?fù)浜虷橋組合的帶懸浮電容的主從級(jí)聯(lián)式七電平逆變器，H橋由懸浮電容供電為從級(jí)。文獻(xiàn)中只分析了懸浮電容充、放電平衡機(jī)制，并給出了懸浮電容平衡控制策略，但對(duì)五電平二極管鉗位的主級(jí)逆變器直流側(cè)中點(diǎn)電位平衡問題，在該文獻(xiàn)中沒有提及。文獻(xiàn)[15]介紹了一種新型的混合鉗位五電平逆變器拓?fù)?。該拓?fù)渲绷鱾?cè)存在3個(gè)鉗位電容，針對(duì)此提出了2種控制策略：1)改進(jìn)的載波移相PWM策略；2)基于最優(yōu)零序電壓注入的平衡控制策略。策略1是為了實(shí)現(xiàn)拓?fù)鋬?nèi)部的懸浮電容電壓穩(wěn)定和母線中間電容電壓的平衡控制。策略2是基于策略1平衡控制的基礎(chǔ)上再對(duì)母線上、下電容電壓的平衡實(shí)現(xiàn)控制。但由于該拓?fù)漕~外增加了鉗位電容和懸浮電容的個(gè)數(shù)，使控制難度大大增加，不易在工業(yè)應(yīng)用中得到大范圍推廣。文獻(xiàn)[16]針對(duì)有源中點(diǎn)鉗位型五電平逆變器直流側(cè)中點(diǎn)電位平衡和懸浮電容電壓平衡問題，在采用載波移相脈寬調(diào)制的基礎(chǔ)上，求出中性點(diǎn)平均電流與零序電壓的關(guān)系，并計(jì)算出最佳零序電壓來調(diào)節(jié)中性點(diǎn)電位，以此來實(shí)現(xiàn)直流側(cè)中點(diǎn)電位平衡控制。而懸浮電容電壓通過調(diào)整2個(gè)PWM信號(hào)的開關(guān)占空比來調(diào)節(jié)，即改變每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)冗余開關(guān)狀態(tài)的作用時(shí)間。但是在對(duì)懸浮電容實(shí)現(xiàn)平衡控制的同時(shí)，存在一個(gè)冗余開關(guān)狀態(tài)對(duì)中點(diǎn)電位控制產(chǎn)生影響，這個(gè)問題在該文獻(xiàn)中并沒有提及。

針對(duì)上述飛跨電容型或二極管鉗位型五電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)固有的直流側(cè)中點(diǎn)電位平衡和多個(gè)懸浮電容電壓平衡控制復(fù)雜性的問題，本文介紹了一種單電容鉗位的五電平逆變器。對(duì)其拓?fù)涔ぷ髟磉M(jìn)行分析，提出了一種新型的SPWM控制策略，并給出了全調(diào)制度范圍內(nèi)鉗位電容平衡原理。以單相單電容鉗位五電平逆變器為例進(jìn)行仿真研究，并通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證該拓?fù)浜推胶饪刂撇呗缘目尚行院驼_性。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理

圖1為單相電容鉗位型五電平逆變器的一般拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該五電平逆變器可由單電容鉗位的三電平拓?fù)?黑色虛線部分)和二電平的半橋組合而成，因此可分為兩部分研究。首先對(duì)于紅色虛線部分的三電平拓?fù)溥M(jìn)行分析：由4個(gè)功率開關(guān)器件和一個(gè)鉗位電容構(gòu)成，其中S11與S14脈沖信號(hào)互補(bǔ)，S12與S13脈沖信號(hào)互補(bǔ)，鉗位電容C是對(duì)功率開關(guān)器件進(jìn)行電壓鉗位，即UC等于Udc1/2，這樣可使得4個(gè)功率開關(guān)器件承受的電壓應(yīng)力均為Udc1/2，而且保證中間電平為±Udc1/2。根據(jù)三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)特性，其4個(gè)功率開關(guān)器件可選擇低壓、高頻的IGBT。

圖1 單相電容鉗位五電平逆變器

設(shè)直流側(cè)輸入源Udc1為2E，則三電平拓?fù)漭敵鲭妷篣AN，可表示為

UAN=(2E-UC)S11+UCS12。

(1)

若鉗位電容電壓UC等于E，則式(1)可簡(jiǎn)化為

UAN=(S11+S12)E。

(2)

圖1五電平逆變器另一組成部分：二電平的半橋，由2個(gè)互補(bǔ)的功率開關(guān)器件S15、S16組成，顯然，其承受的電壓應(yīng)力為直流側(cè)電源電壓Udc1。該半橋作用是為了把三電平拓?fù)漭敵龅呢?fù)半周期電壓波形換向，這樣可使得整個(gè)逆變器輸出電壓為五電平。根據(jù)半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特性，S15、S16這2個(gè)功率開關(guān)器件可選擇高耐壓、低頻的GTO。

同理，設(shè)直流側(cè)輸入源Udc1為2E，則半橋拓?fù)漭敵鲭妷篣ON，可表示為

UON=2ES15。

(3)

由式(1)、式(3)可得該電容鉗位五電平逆變器輸出電壓UAO通用表達(dá)式為

UAO=(S12-S11)UC+(S11-S15)2E。

(4)

由式(2)、式(3)可得鉗位電容為E時(shí)，逆變器輸出電壓UAO的表達(dá)式為

UAO=(S11+S12-2S15)E。

(5)

由式(4)、式(5)可得該電容鉗位五電平逆變器輸出電壓UAO與對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)，以及輸出電平對(duì)應(yīng)鉗位電容C的狀態(tài)，如表1所示。當(dāng)逆變器輸出中間電平±E時(shí)，冗余的開關(guān)狀態(tài)使得鉗位電容C處于充、放電狀態(tài)；而輸出其他電平時(shí)，鉗位電容C處于保持狀態(tài)。表1中“1”表示導(dǎo)通，“0”表示關(guān)斷。

表1 輸出電壓與其對(duì)應(yīng)的開關(guān)及電容狀態(tài)

2 基于雙調(diào)制波的SPWM控制策略

2.1 新型的SPWM調(diào)制原理

針對(duì)圖1介紹的電容鉗位五電平逆變器，結(jié)合載波、調(diào)制波方面控制自由度[17]的思想，對(duì)三角載波和正弦調(diào)制波自由度進(jìn)行改進(jìn)，提出一種新型的SPWM調(diào)制策略，如圖2所示。該策略的優(yōu)點(diǎn)是不增加外接控制電路的情況下，僅通過調(diào)制策略本身，即可保證電容C在一個(gè)三角載波周期內(nèi)充、放電平衡，下節(jié)會(huì)進(jìn)行詳細(xì)分析。

圖2 新型SPWM調(diào)制原理圖

由調(diào)制原理圖2可知，該調(diào)制策略采用2個(gè)調(diào)制波：正弦調(diào)制波VmB、與VmB方向相反的調(diào)制波VmA，以及一個(gè)三角載波VC1，載波幅值為1。開關(guān)S11脈沖信號(hào)由調(diào)制波VmA和三角載波VC1相比產(chǎn)生(開關(guān)S11和S14脈沖信號(hào)互補(bǔ))，開關(guān)S12脈沖信號(hào)由調(diào)制波VmB和三角載波VC1相比產(chǎn)生(開關(guān)S12和S13脈沖信號(hào)互補(bǔ))，開關(guān)S15的脈沖信號(hào)由調(diào)制波過零點(diǎn)產(chǎn)生(開關(guān)S15和S16脈沖信號(hào)互補(bǔ))。

調(diào)制波VmA、VmB可表示為：

VmB=Msinωt,

(6)

(7)

式中M為幅值調(diào)制度，其范圍0

2.2 鉗位電平衡控制分析

由上節(jié)分析可知，圖2所示的新型SPWM調(diào)制策略可使得電容鉗位逆變器輸出五電平電壓，但是從式(4)、式(5)可知，鉗位電容電壓UC對(duì)于逆變器輸出電壓UAO影響很大，所以對(duì)于鉗位電容平衡控制非常重要。

圖3是逆變器輸出不同電平時(shí)，開關(guān)S11S12S15對(duì)應(yīng)狀態(tài)的切換路徑。從圖3可以更清楚、直觀地發(fā)現(xiàn)，當(dāng)開關(guān)路徑切換到逆變器輸出E(或-E)時(shí)，開關(guān)會(huì)出現(xiàn)冗余狀態(tài)。再結(jié)合表1，電容只在中間電平±E時(shí)，才會(huì)進(jìn)行充、放電操作，其他電平時(shí)，電容處于保持狀態(tài)。所以利用冗余狀態(tài)實(shí)現(xiàn)電容平衡是本文所提策略的關(guān)鍵點(diǎn)。對(duì)逆變器輸出電平為E時(shí)的情況進(jìn)行剖析(輸出-E時(shí)同理分析)，此時(shí)對(duì)應(yīng)冗余開關(guān)狀態(tài)：1)S11S12S15=010，令鉗位電容在任意一個(gè)三角載波周期內(nèi)放電時(shí)間為td；2)S11S12S15=100，令鉗位電容在同一個(gè)三角載波周期內(nèi)放電時(shí)間為tu。鉗位電容C平衡控制的條件為td=tu，即在任意一個(gè)載波周期內(nèi)鉗位電容充、放電時(shí)間相等。

圖3 開關(guān)切換路徑

圖4為全調(diào)制度下，鉗位電容C在任意一個(gè)三角載波周期內(nèi)充、放電情況。由于高調(diào)制度下，負(fù)半周期電容充放電與低調(diào)制度下，正半周期電容充、放電情況一致(低調(diào)制度下，負(fù)半周期電容充、放電與高調(diào)制度下，正半周期電容充、放電一致)，所以圖4只給出了正半周期電容充、放電情況。假設(shè)載波比N=fc/fm很高，則在同一個(gè)三角載波周期內(nèi)的調(diào)制波和負(fù)載電流io可看作是恒值。

首先，對(duì)圖4(a)高調(diào)制度下，電容充、放電情況進(jìn)行分析。在一個(gè)三角載波周期Tc內(nèi)，鉗位電容C狀態(tài)變換如圖4(a)所示，結(jié)合圖3可知此時(shí)逆變器輸出電壓在E和2E之間進(jìn)行變換。

圖4 全調(diào)制度下，電容在任意一載波周期內(nèi)充放電情況

由圖4(a)可知，當(dāng)0

AC=(2/TC)t。

(8)

式中AC為載波幅值。

將VmA=AC代入式(8)，可得

(9)

同理，將VmB=AC代入式(8)，可得

(10)

式中tb為b點(diǎn)對(duì)應(yīng)橫坐標(biāo)時(shí)間。

由式(10)可得鉗位電容充電時(shí)間tu可表示為

(11)

結(jié)合式(6)、式(7)，在正半周期內(nèi)(VmB≥0)時(shí)，可得

VmA+VmB=1,VmB≥0。

(12)

根據(jù)式(9)～式(12)可得

(13)

根據(jù)三角載波的對(duì)稱性可知放電時(shí)間：td1=td2。因此，在一個(gè)三角載波周期內(nèi)充、放電之間的關(guān)系為

td1+td2=tu。

(14)

高調(diào)制度下，鉗位電容C在一個(gè)載波周期內(nèi)，充電、放電時(shí)間相等，實(shí)現(xiàn)了電容的平衡控制。

圖4(b)為低調(diào)制度下，鉗位電容在一個(gè)載波周期內(nèi)充、放電情況。結(jié)合圖3的開關(guān)切換狀態(tài)可知，此時(shí)逆變器輸出電壓在0和E之間進(jìn)行變換，符合低調(diào)制度下，降電平現(xiàn)象。將低調(diào)制度下VmA、VmB代入式(8)～式(12)中，也可得td1+td2=tu。

綜上所述，該調(diào)制策略在全調(diào)制度范圍內(nèi)，均可保證鉗位電容充、放電平衡。

3 仿真分析

為了驗(yàn)證本文提出的基于雙調(diào)制波的SPWM控制策略的可行性，在MATLAB/Simulink平臺(tái)上，搭建了電容鉗位五電平逆變器仿真模型進(jìn)行驗(yàn)證。表2為仿真模型的參數(shù)。

表2 仿真模型的參數(shù)

圖5為高調(diào)制度下，即調(diào)制度M為0.9時(shí)，3種負(fù)載下逆變器輸出波形。其中UAO為逆變器輸出相電壓波形，UO為濾波后電阻兩端波形，UC為鉗位電容電壓，io為逆變器輸出電流。從圖5中可以看出，雖然負(fù)載性質(zhì)不同，但調(diào)制度M為0.9時(shí)，UC依然等于12 V，即直流側(cè)電壓源一半，鉗住了電壓E。UAO為標(biāo)準(zhǔn)五電平電壓波形，電容實(shí)現(xiàn)了平衡控制。濾波之后的負(fù)載電壓UO和負(fù)載電流io為標(biāo)準(zhǔn)的正弦波。說明不同性質(zhì)的負(fù)載并不會(huì)影響該策略對(duì)鉗位電容的平衡控制。

圖5 高調(diào)制度，3種負(fù)載情況下逆變器輸出波形(M=0.9)

圖6為低調(diào)制度下，即M為0.5時(shí)，逆變器在3種負(fù)載情況下輸出波形。從圖6中可知，當(dāng)M降為低調(diào)制度時(shí)，鉗位電容電壓UC仍為12 V，相電壓UAO降為三電平，濾波之后負(fù)載電壓、電流為較標(biāo)準(zhǔn)的正弦波。因此，該新型SPWM調(diào)制策略在全調(diào)制度范圍內(nèi)，即M∈(0,1]都適用。

圖6 低調(diào)制度，3種負(fù)載情況下逆變器輸出波形(M=0.5)

圖7是調(diào)制度M分別為0.9、0.5時(shí)相電壓的頻譜圖。從圖中可知，相電壓諧波主要包含2倍載波次諧波分量及其邊帶諧波分量。其中圖7(a)是調(diào)制度M為0.9時(shí)相電壓頻譜分析圖，此時(shí)相電壓基波幅值為21.61 V，THD為33.27%。當(dāng)調(diào)制度M為0.5時(shí)，頻譜情況如圖7(b)所示，相電壓基波幅值為12.02 V，由于輸出電壓降為三電平，所以THD增加到51.88%。該調(diào)制策略下，逆變器輸出相電壓的等效開關(guān)頻率為2fc，即2倍的載波頻率。

圖7 不同調(diào)制度下相電壓頻譜

該逆變器在對(duì)鉗位電容進(jìn)行平衡控制前，需對(duì)其進(jìn)行預(yù)充電，預(yù)充到直流側(cè)電源的1/2。有2種方法：1)利用外電路進(jìn)行預(yù)充電，但增加了成本。2)利用該拓?fù)浔旧磉M(jìn)行預(yù)充電：結(jié)合表1可知，可以通過控制功率開關(guān)器件的狀態(tài)來進(jìn)行預(yù)充電。在此采用第二種方法，如圖8所示。在逆變器運(yùn)行前，預(yù)充電程序控制開關(guān)器件S11、S13、S16及負(fù)載與直流電源并聯(lián)而一起進(jìn)行預(yù)充電到設(shè)定值，延時(shí)設(shè)定的時(shí)間后切換到逆變器運(yùn)行程序。

圖8 鉗位電容預(yù)充電方法

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

通過對(duì)搭建的電容鉗位五電平逆變器平臺(tái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，證明該新型SPWM策略和拓?fù)涞目尚行院驼_性，該平臺(tái)采用DSP(TMS320F28335)進(jìn)行控制。為了使得實(shí)驗(yàn)與仿真保持一致，實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)相同，此處不再贅述。

圖9是高調(diào)制度下，即M為0.9時(shí)，逆變器啟動(dòng)的暫態(tài)過程中，即鉗位電容電壓UC增加到直流側(cè)電壓源一半的過程(預(yù)充電過程)，相電壓波形和電流波形動(dòng)態(tài)變化圖。由圖9可知，當(dāng)鉗位電容電壓UC從大約2 V增加到7 V的過程中，相電壓UAO的“±E” 電平逐漸清晰可見，UAO波形由三電平增加到五電平，濾波之后的電流io波形向正弦波形趨近。

圖9 暫態(tài)過程中，逆變器輸出波形(M=0.9)

圖10為高調(diào)制度下，即M為0.9時(shí)，逆變器進(jìn)入穩(wěn)態(tài)(鉗位電容平衡控制)后，在3種不同性質(zhì)負(fù)載(感性、阻性、容性)下輸出波形。其中UC為鉗位電容電壓波形、UAO相電壓波形、UO為濾波后電阻兩端波形和逆變器輸出電流io的波形圖。從圖10中可以看出，在不同負(fù)載下，逆變器輸出的相電壓波形為較標(biāo)準(zhǔn)的五電平，此時(shí)UC穩(wěn)定在直流側(cè)電壓源的一半處，即UC等于12 V。電阻兩端電壓波形UO和濾波之后的電流io波形趨近正弦波。與仿真圖5基本一致，說明高調(diào)制度下，鉗位電容實(shí)現(xiàn)了平衡控制。

圖10 穩(wěn)態(tài)時(shí)，不同負(fù)載下逆變器輸出波形(M=0.9)

圖11為調(diào)制度M=0.9時(shí)，相電壓的頻譜分析，諧波主要集中分布在以3 kHz為中心的邊帶諧波附近。逆變器輸出相電壓的等效開關(guān)頻率為2倍次的載波頻率，實(shí)現(xiàn)了倍頻的效果。

圖11 穩(wěn)態(tài)時(shí)相電壓頻譜(M=0.9)

圖12是低調(diào)制度下，即M為0.5時(shí)，逆變器啟動(dòng)的暫態(tài)過程中，相電壓波形和電流波形動(dòng)態(tài)變化圖。低調(diào)制度階段，相電壓為三電平波形。由圖12可知，當(dāng)鉗位電容電壓UC從大約1 V增加到7 V的過程中，相電壓UAO的“+E”幅值由近似24 V逐漸降低，過程持續(xù)到鉗位電容平穩(wěn)后，即UC為12 V，+E幅值會(huì)降低至12 V(-E幅值同理，會(huì)逐漸增加到-12 V)。顯然，UC從大約1 V增加到7 V的過程中，電流io波形也愈加平滑，向正弦波形趨近。

圖12 暫態(tài)過程中，逆變器輸出波形(M=0.5)

圖13為低調(diào)制度下，即M為0.5時(shí)，逆變器進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，在不同負(fù)載下輸出波形圖。其中，UC為鉗位電容電壓波形、UAO為相電壓波形、UO為濾波后電阻兩端波形和逆變器輸出電流io的波形圖。從圖13可知，雖然調(diào)制度降低到0.5，輸出的相電壓UAO波形降到三電平，但UC穩(wěn)定在12 V，且三電平波形較穩(wěn)定。而且不同負(fù)載下，電阻兩端電壓波形UO和濾波之后的電流io波形也趨近正弦波，對(duì)比圖12暫態(tài)過程中的電流波形，非常明顯穩(wěn)態(tài)之后的電流波形更接近于正弦波。與仿真圖6基本一致，也充分說明了低調(diào)制度下不同負(fù)載性質(zhì)時(shí)，鉗位電容同樣實(shí)現(xiàn)了平衡控制。

圖13 穩(wěn)態(tài)時(shí)，不同負(fù)載下逆變器輸出波形(M=0.5)

圖14為低調(diào)制度下，即M為0.5時(shí)，相電壓三電平的頻譜分析，諧波主要也集中分布在以3 kHz為中心的邊帶諧波附近。逆變器輸出相電壓的等效開關(guān)頻率為2倍次的載波頻率，同樣達(dá)到了倍頻的效果。

圖14 穩(wěn)態(tài)時(shí)相電壓頻譜(M=0.5)

5 結(jié) 論

針對(duì)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化的電容鉗位五電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和PWM調(diào)制策略進(jìn)行了研究，提出了基于雙調(diào)制波的SPWM控制方法，通過在MATLAB/Simulink仿真和硬件實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行驗(yàn)證，得出以下結(jié)論：

1)基于雙調(diào)制波的SPWM控制策略實(shí)現(xiàn)了鉗位電容在一個(gè)三角載波周期內(nèi)充、放電平衡，鉗位電容電壓平衡問題得到控制，使得逆變器輸出穩(wěn)定的相電壓波形。

2)基于雙調(diào)制波的SPWM控制策略在全調(diào)制度范圍內(nèi)都適用，且提高了逆變器輸出電壓的等效開關(guān)頻率，為載波頻率的2倍。