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    高增益準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)間接矩陣變換器的結(jié)構(gòu)研究

    2021-02-22 13:59:08王固萍葉培樂王斌程啟明薛育魯飛
    電機(jī)與控制學(xué)報(bào) 2021年12期
    關(guān)鍵詞:直通增益矢量

    王固萍, 葉培樂, 王斌, 程啟明, 薛育, 魯飛

    (1.國網(wǎng)上海市電力公司 經(jīng)濟(jì)技術(shù)研究院,上海 200122; 2.上海電力大學(xué) 自動(dòng)化工程學(xué)院,上海 200090)

    0 引 言

    矩陣變換器由于具有高質(zhì)量的正弦輸入輸出波形、可調(diào)輸入功率因數(shù)、雙向功率流和結(jié)構(gòu)緊湊等優(yōu)點(diǎn)而受到廣泛關(guān)注[1-2]。傳統(tǒng)的直接矩陣變換器(direct matrix converter,DMC)主要缺點(diǎn)是其控制和調(diào)制算法較為復(fù)雜,間接矩陣變換器(indirect matrix converter,IMC)較好地解決了這個(gè)問題。但是,直接或間接矩陣變換器都存在一個(gè)共同的問題,就是電壓傳輸比最高僅為0.866。因此,為了提高電壓傳輸比,很多研究都集中在矩陣變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制方式[3-5]。文獻(xiàn)[6]采用了過調(diào)制的方法來提高電壓傳輸比,但是由于存在輸入電流和輸出電壓低次諧波,而且還需要加入LC濾波電路,導(dǎo)致實(shí)際成本增加。Z源網(wǎng)絡(luò)是解決AC-AC、DC-AC和DC-DC變換器電壓傳輸比受限的有效的方法。在文獻(xiàn)[7-9]中,將準(zhǔn)Z源(quasi Z-source, QZS)網(wǎng)絡(luò)插入間接矩陣變換器中間,得到準(zhǔn)Z源矩陣變換器(quasi Z-source matrix converter, QZS-MC),可以使電壓增益提高一倍以上,突破了傳統(tǒng)矩陣變換器的電壓增益的限制。許多研究都采用了不同的Z源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和相關(guān)的控制方法,其目的是改變Z源變換器的運(yùn)行狀態(tài),它們的原理相同[10-19]。文獻(xiàn)[10]中將QZS-MC運(yùn)用模糊邏輯控制應(yīng)用于電機(jī)來進(jìn)行造紙廠的流量控制,從而很好地控制造紙工藝中染料的流動(dòng)。文獻(xiàn)[11-12]將QZS-MC運(yùn)用最優(yōu)控制來調(diào)整調(diào)制系數(shù)與直通占空比之間的相互限制,找到最優(yōu)的直通占空比。文獻(xiàn)[13]用QZS-MC驅(qū)動(dòng)感應(yīng)電動(dòng)機(jī),利用粒子群優(yōu)化算法來優(yōu)化PI控制,設(shè)計(jì)旋轉(zhuǎn)d-q電流控制方案。文獻(xiàn)[14]將無源控制運(yùn)用到QZS-MC,使得永磁同步電機(jī)能夠穩(wěn)定運(yùn)行。文獻(xiàn)[15]中改變QZS-MC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制技術(shù),從而降低共模電壓對(duì)電機(jī)的損害。文獻(xiàn)[16]中介紹了QZS-MC的各種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、電路分析、調(diào)制方案和應(yīng)用。文獻(xiàn)[17]中,將QZS-MC集成LC濾波器,通過小信號(hào)模型和電路分析,設(shè)計(jì)電壓增益、濾波函數(shù)以及準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)參數(shù),仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所建立的模型、電壓增益分析和參數(shù)設(shè)計(jì)。文獻(xiàn)[18]中,研究QZS-MC的兩種調(diào)制方式,提出一種級(jí)聯(lián)Z源網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)方法。文獻(xiàn)[19]中將預(yù)測(cè)控制應(yīng)用到QZS-MC模型中,來減少輸出電壓、電流的諧波分量。文獻(xiàn)[20]中,將準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)放置在間接矩陣變換器前面,它能夠提供輸入電壓源連續(xù)電流的特性,還能增加矩陣變換器的電壓增益,同時(shí)Z源網(wǎng)絡(luò)作為輸入濾波器進(jìn)行工作,因此不需要額外的濾波電路。但是這些QZS-MC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及控制方法都存在相同的缺點(diǎn),也即,為了提高電壓增益,必須增加直通持續(xù)時(shí)間,從而需要降低調(diào)制系數(shù),但這將導(dǎo)致輸出電壓的質(zhì)量惡化,因此在實(shí)際應(yīng)用中,電壓增益一般不超過3~4倍。

    為了解決上述問題,本文提出了一種在一定電壓增益下會(huì)有較小的直通占空比的新型矩陣變換器。它的拓?fù)洳捎脙蓚€(gè)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)和間接矩陣變換器相結(jié)合,從而得到雙準(zhǔn)Z源矩陣變換器(two QZS-MC,TQZS-MC)。其調(diào)制算法的思想是兩個(gè)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)之間配合升高電壓,明確直通占空比,從而在不降低輸入輸出波形質(zhì)量的前提下,獲得更高的電壓增益。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該結(jié)構(gòu)不僅存在升高電壓能力,且降低了輸出電流總諧波率 (total harmonic distortion, THD)。

    1 間接矩陣變換器和Z源間接矩陣變換器存在問題

    1.1 間接矩陣變換器存在問題

    間接矩陣變換器是由整流級(jí)和逆變級(jí)構(gòu)成的兩級(jí)變換電路,可以實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)輸入功率因數(shù),逆變級(jí)調(diào)制系數(shù)不需要修正,整流級(jí)可以實(shí)現(xiàn)零電流換流,以及不需要復(fù)雜的四步換流等優(yōu)點(diǎn)。矩陣變換器輸出電壓與輸入電壓滿足關(guān)系

    (1)

    式中:uin為三相電源輸入電壓;uout為矩陣變換器輸出電壓;mi、mo分別為整流級(jí)、逆變級(jí)的調(diào)制系數(shù)。

    若式(1)中mi=mo=1,則

    (2)

    1.2 單Z源間接矩陣變換器的存在問題

    單Z源間接矩陣變換器是由準(zhǔn)Z源結(jié)構(gòu)與間接矩陣變換器構(gòu)成,因?yàn)閆源網(wǎng)絡(luò)能夠提高電壓能力,克服了矩陣變換器存在最高電壓增益僅為0.866的問題。

    單Z源間接矩陣變換器輸出電壓與輸入電壓關(guān)系為

    (3)

    式中B為升壓因子,其滿足

    B=1/(1-2D)。

    (4)

    式中D為直通占空比。理論上當(dāng)D接近0.5時(shí),升壓因子B會(huì)趨向于無窮大,但是,直通占空比D與調(diào)制系數(shù)m存在限制關(guān)系,其關(guān)系式為

    D+m≤1。

    (5)

    上式表明D與m之和不大于1。當(dāng)改變直通占空比D,提高電壓增益時(shí),調(diào)制系數(shù)m要減小,由式(3)可知,實(shí)際電壓增益會(huì)小于理論值。因此,存在的問題為直通占空比D與調(diào)制系數(shù)m的限制關(guān)系會(huì)導(dǎo)致電壓增益不會(huì)超過3~4倍。

    2 雙Z源間接矩陣變換器的原理

    2.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    圖1為雙Z源間接矩陣變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。由圖可見,它是由兩個(gè)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)和間接矩陣變換器所構(gòu)成。圖中,第1級(jí)為連續(xù)型準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò),放在間接矩陣變換器的前面;第2級(jí)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)放在間接矩陣變換器的中間。這種結(jié)構(gòu)能夠使得三相輸出電壓增益遠(yuǎn)大于傳統(tǒng)Z源矩陣變換器。

    圖1 雙Z源間接矩陣變換器的拓?fù)銯ig.1 Topology of two Z-source indirect matrix converter

    2.2 雙Z源間接矩陣變換器的升壓原理

    對(duì)雙Z源間接矩陣變換器電路進(jìn)行分析時(shí),可單獨(dú)分析整流級(jí)Z源網(wǎng)絡(luò)和逆變級(jí)Z源網(wǎng)絡(luò)。

    2.2.1 整流級(jí)Z源網(wǎng)絡(luò)

    對(duì)于整流級(jí)網(wǎng)絡(luò),將逆變級(jí)Z源網(wǎng)絡(luò)等效為二端口網(wǎng)絡(luò)。

    圖2為雙Z源間接矩陣變換器的整流級(jí)等效電路。由于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為對(duì)稱結(jié)構(gòu),所以設(shè)每一相電感和電容滿足下面關(guān)系:

    (6)

    當(dāng)電路工作在非直通狀態(tài)時(shí),開關(guān)Sx(x=a,b,c)導(dǎo)通,其等效電路見圖2(a)。下面以a相為例推導(dǎo)升壓原理。此時(shí)有:

    (7)

    當(dāng)電路工作在直通狀態(tài)時(shí),開關(guān)Sx關(guān)斷,其等效電路見圖2(b)。下面同樣以a相為例,此時(shí)滿足:

    (8)

    由伏秒平衡原理可知,在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi),Z源電感兩端的平均電壓為0,結(jié)合式(7)、式(8)可得:

    (9)

    式中Drec為系統(tǒng)工作時(shí)整流級(jí)直通占空比。

    由式(4)可得

    (10)

    即整流級(jí)的升壓因子Brec為

    (11)

    圖2 雙Z源間接矩陣變換器的整流級(jí)等效電路Fig.2 Rectifier equivalent circuit of two Z-source matrix converter

    2.2.2 逆變級(jí)Z源網(wǎng)絡(luò)

    對(duì)于逆變級(jí)網(wǎng)絡(luò),相當(dāng)于一個(gè)Z源逆變器。其等效電路如圖3所示。

    當(dāng)?shù)刃щ娐饭ぷ髟诜侵蓖顟B(tài)時(shí),二極管導(dǎo)通如圖3(a)所示。此時(shí)滿足:

    (12)

    式中:uL1、uL2和uC1、uC2分別為電感L1、L2和電容C1、C2兩端電壓;UDC為虛擬直流級(jí)輸入電壓;UDC1為虛擬直流級(jí)輸出電壓。

    當(dāng)?shù)刃щ娐吩谥蓖顟B(tài)時(shí),二極管關(guān)斷如圖3(b)所示。此時(shí)有:

    (13)

    與整流級(jí)網(wǎng)絡(luò)升壓原理一樣,由式(12)、式(13)可推出逆變級(jí)的升壓因子Binv為:

    (14)

    UDC1=BinvUDC。

    (15)

    式中Dinv為系統(tǒng)工作時(shí)逆變級(jí)直通占空比。

    圖3 雙Z源間接矩陣變換器的逆變級(jí)等效電路Fig.3 Inverter equivalent circuit of two Z-source matrix converter

    2.2.3 雙Z源間接矩陣變換器的升壓能力

    根據(jù)虛擬整流器輸入輸出功率守恒,有

    (16)

    從而可得

    (17)

    其中

    (18)

    (19)

    式中uin為三相輸入電壓ua、ub、uc。

    對(duì)于逆變級(jí)而言,其中

    (20)

    式中:mo為逆變級(jí)調(diào)制系數(shù);uout為逆變級(jí)輸出電壓uA、uB、uC。由式(15)、式(19)推出下面關(guān)系:

    (21)

    B=BrecBinv。

    (22)

    式中B為雙Z源間接矩陣變換器(TQZS-MC)的升壓因子。

    在理論上,式(21)表明了雙準(zhǔn)Z源間接矩陣變換器能夠提高輸出電壓。

    3 雙Z源間接矩陣變換器的調(diào)制策略

    該拓?fù)洳捎秒p空間矢量調(diào)制策略,且整流級(jí)、逆變級(jí)都采用有零矢量的空間矢量調(diào)制。

    在整流級(jí)中,6個(gè)雙向開關(guān)可分成兩類空間矢量,輸入電流有效矢量(I1~I(xiàn)6)和零矢量,其中零矢量又可以細(xì)分為直通零矢量和非直通零矢量,如圖4所示。圖中,括號(hào)內(nèi)的數(shù)字按順序代表a、b、c三相橋臂上、下開關(guān)的通斷狀態(tài),其中:“1”代表上橋臂開關(guān)導(dǎo)通而下橋臂開關(guān)關(guān)斷;“0”表示上下橋臂都關(guān)斷;“-1”表示下橋臂開關(guān)導(dǎo)通而上橋臂開關(guān)關(guān)斷。

    圖4 整流級(jí)輸入電流空間矢量分布圖Fig.4 Space vector diagram of front-end rectifier stage

    逆變級(jí)同樣存在6個(gè)開關(guān)合成6個(gè)輸出線電壓有效空間矢量(V1~V6)、直通零矢量和非直通零矢量。如圖5所示,括號(hào)里面數(shù)字代表上、下功率開關(guān)的通斷狀態(tài),其中“1”為上橋臂導(dǎo)通,“0”為下橋臂導(dǎo)通。

    圖5 逆變級(jí)輸出電壓空間矢量分布圖Fig.5 Space vector diagram of back-end inverter stage

    3.1 整流級(jí)調(diào)制

    整流級(jí)調(diào)制是基于輸入電流參考矢量。其中整流級(jí)存在11種開關(guān)狀態(tài)見表1。

    表1 整流級(jí)開關(guān)狀態(tài)

    假設(shè)輸入電流參考矢量Iref在第1扇區(qū),與第1扇區(qū)相近的兩個(gè)有效矢量I1和I6合成,如圖4所示。設(shè)dα、dβ、d0.rec、dst.rec分別為整流級(jí)矢量I6、I1、I0、Id的占空比,則有

    Iref=dαI6+dβI1。

    (23)

    其中相應(yīng)占空比滿足[13]:

    (24)

    將所有零矢量全部作為直通零矢量,也可以滿足增壓控制,從而使占空比變?yōu)椋?/p>

    (25)

    式中:θi為輸入電流矢量角;mi為輸入電流矢量調(diào)制系數(shù),它滿足0≤mi≤1。

    3.2 逆變級(jí)調(diào)制

    逆變級(jí)調(diào)制是基于電壓參考矢量。逆變級(jí)有6個(gè)有效矢量、兩個(gè)非直通零矢量以及3個(gè)直通零矢量,所對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)見表2。

    表2 逆變級(jí)開關(guān)狀態(tài)

    采用簡(jiǎn)單升壓策略實(shí)現(xiàn)整流級(jí)的零電流換流。假設(shè)參考輸入線電壓Vref在第1扇區(qū),相鄰兩個(gè)有效空間矢量為V1和V6,Vref可由矢量V1和V6合成,如圖5所示,其表達(dá)式為

    Vref=dmV6+dnV1。

    (26)

    相鄰電壓有效矢量占空比計(jì)算為:

    (27)

    式中:θV為輸出電壓矢量角;mo為輸出電壓矢量調(diào)制系數(shù),它滿足0≤mo≤1;dm、dn、d0.inv、dst.inv分別為逆變級(jí)矢量V6、V1、V0、Vd的占空比。

    將整流級(jí)直通占空比dst.rec按照式(13)表示,進(jìn)一步推導(dǎo)可得

    (28)

    其中θi滿足0≤θi≤π/3,那么dst.rec應(yīng)滿足

    (29)

    若設(shè)定mi=mo=0.8,Dinv=0.1,則dst.rec取值范圍為0.2≤dst.rec≤0.3。那么整流級(jí)升壓因子Brec應(yīng)滿足1.67≤Brec≤2.5,則B應(yīng)滿足2.087 5≤B≤3.125,這遠(yuǎn)大于單Z源矩陣變換器升壓因子。

    3.3 開關(guān)序列組合

    因?yàn)槊總€(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均輸入和輸出功率相等,并且輸入和輸出的開關(guān)模式之間需要精確的協(xié)調(diào)。因此整流級(jí)和逆變級(jí)的切換不能獨(dú)立完成,必須計(jì)算開關(guān)模式的精確組合,來分配停留的時(shí)間和開關(guān)動(dòng)作順序。相應(yīng)的開關(guān)序列占空比可以通過以下方式計(jì)算:

    (30)

    式中:dαm、dαn、dαst.inv、dα0.inv、dβm、dβn、dβst.inv和dβ0.inv為一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)不同輸出電壓矢量的占空比。其中電壓矢量占空比要滿足

    dαm+dαn+dαst.inv+dα0.inv+dβm+dβn+dβst.inv+dβ0.inv=1。

    (31)

    對(duì)于整流級(jí),開關(guān)組合為Ist-Iα-Ist-Ist-Iβ-Ist,因此,每一個(gè)Ist所對(duì)應(yīng)dst.rec/4,Iα、Iβ對(duì)應(yīng)占空比dα、dβ;對(duì)于逆變級(jí),開關(guān)組合為V0-Vst-Vm-Vst-Vn-Vst-V0-V0-Vst-Vn-Vst-Vm-Vst-V0,V0對(duì)應(yīng)占空比分別為dα0.inv/2、dβ0.inv/2,Vst對(duì)應(yīng)占空比分別為dαst.inv/3、dβst.inv/3,Vm對(duì)應(yīng)占空比分別為dαm、dβm,Vn對(duì)應(yīng)占空比分別為dαn、dβn。如圖6 所示。

    圖6 雙空間矢量配合的開關(guān)時(shí)序圖Fig.6 Switching sequence diagram of two space vector

    4 實(shí)驗(yàn)分析

    為了說明所提出的雙Z源間接矩陣變換器的升壓能力大小,在實(shí)驗(yàn)平臺(tái)中對(duì)傳統(tǒng)的間接矩陣變換器、單Z源的間接矩陣變換器、雙Z源的間接矩陣變換器共3種系統(tǒng)結(jié)構(gòu)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)對(duì)比,實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表3所示。在實(shí)驗(yàn)中,間接矩陣變換器采用空間矢量調(diào)制,其中調(diào)制系數(shù)設(shè)置為mi=mo=0.8。

    表3 實(shí)驗(yàn)參數(shù)

    圖7為三相交流電源的a相電壓和輸入電流THD。由圖可見,三相電源a相的輸出相電壓為50 V,a相輸入電流的總諧波率THD為23.84%。

    圖7 三相交流電源實(shí)驗(yàn)波形 Fig.7 Experimental waveform of three-phase AC power supply

    4.1 傳統(tǒng)的間接矩陣變換器調(diào)制

    傳統(tǒng)的間接矩陣變換器的最大升壓增益僅為0.866。圖8為間接矩陣變換器(IMC)的實(shí)驗(yàn)波形。其中,圖8(a)、(b)、(c)、(d)分別為間接矩陣變換器輸出的A相電壓、線電壓、A相電流以及輸出電流THD。由圖可見,與圖7的輸入a相電壓相比,沒有升壓能力,反而降低了輸入電壓,由于矩陣變換器前加入LC濾波器,輸出的電流總諧波率降為16.69%,降低了輸入a相的電流諧波。

    圖8 IMC實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveform of IMC

    4.2 單Z源間接矩陣變換器調(diào)制

    將單個(gè)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)與間接矩陣變換器結(jié)合,得到準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)矩陣變換器(QZS-MC),它能夠有效地提高電壓增益。其中分為兩種情況,一為準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)在整流級(jí)前面[16],二為準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)在逆變級(jí)前面。其中直通占空比D都設(shè)置為0.1,則升壓因子B=1.25。調(diào)制系數(shù)mi=mo=0.8。其他條件與MC調(diào)制相同。當(dāng)調(diào)制系數(shù)不同時(shí),由于直通占空比與調(diào)制系數(shù)之間限制關(guān)系,從而改變直通占空比D大小,會(huì)導(dǎo)致輸出電壓不能達(dá)到預(yù)期效果。

    4.2.1 準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)在整流級(jí)前

    圖9為準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)在整流級(jí)前的QZS-MC實(shí)驗(yàn)波形其中,圖9(a)、(b)、(c)、(d)分別為這種矩陣變換器輸出的A相電壓、線電壓、A相電流以及輸出電流THD。由圖可見,QZS-MC的輸出電壓會(huì)有明顯的升高,A相輸出電壓穩(wěn)定時(shí),最高電壓約為70 V,輸出線電壓最高約為120 V,相比輸入的a相電壓50 V,電壓增益近似為1.4,符合理論研究所得到的升壓因子B=1.25。而且輸出電流總諧波率為14.32%,降低了輸入電流總諧波率。因此,QZS-MC調(diào)制要比MC調(diào)制較好,能夠提高電壓增益,降低輸入電流諧波。

    圖9 QZS-MC實(shí)驗(yàn)波形 Fig.9 Experimental waveform of QZS-MC

    4.2.2 準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)在逆變級(jí)前

    圖10為當(dāng)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)在逆變級(jí)前的QZS-MC實(shí)驗(yàn)波形,其中,圖10(a)、(b)、(c)、(d)分別為這種矩陣變換器輸出的A相電壓、線電壓、A相電流以及輸出電流THD。由圖可見,直流側(cè)輸出電壓最高可以為80 V,從而可以推出,準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)可以提高直流側(cè)電壓,進(jìn)一步QZS-MC可以獲得大于1的電壓增益,克服了傳統(tǒng)矩陣變換器的缺點(diǎn),此時(shí)輸出電流諧波率為8.08%,降低了輸入電流的諧波。

    圖10 QZS-MC(中間)實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveform of QZS-MC(middle)

    4.2.3 單Z源間接矩陣變換器的升壓?jiǎn)栴}

    下面以Z源網(wǎng)絡(luò)在整流級(jí)前為例來說明單Z源間接矩陣變換器的升壓?jiǎn)栴}。

    理論上,若要輸出電壓升高到3~4倍,則直通占空比D要在0.333~0.475,由于調(diào)制系數(shù)的限制,所以調(diào)制系數(shù)需要修改,設(shè)置mi=0.6,mo=0.8,其他參數(shù)不變,實(shí)驗(yàn)波形如圖11所示。由圖可知,當(dāng)升壓因子大于4以后,輸出電壓和輸出電流波形會(huì)出現(xiàn)振蕩;輸出電流THD為41.33%,說明輸出電流產(chǎn)生大量諧波,會(huì)對(duì)電網(wǎng)造成諧波污染,不能應(yīng)用于電網(wǎng)的集成。

    圖11 調(diào)制系數(shù)不同時(shí)QZS-MC實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveform of QZS-MC when modulation factor is different

    對(duì)于兩種單Z源間接矩陣變換器調(diào)制,突破了傳統(tǒng)矩陣變換器最大電壓增益0.866,但是由于調(diào)制系數(shù)限制,導(dǎo)致升壓能力有限,電壓增益不高。

    4.3 提出的雙Z源間接矩陣變換器調(diào)制

    1)整流級(jí)、逆變級(jí)的調(diào)制系數(shù)相同時(shí)。

    當(dāng)調(diào)制系數(shù)相同時(shí),即mi=mo=0.8,直通占空比Dinv=0.1時(shí),圖12為雙Z源間接矩陣變換器(TQZS-MC)結(jié)構(gòu)的實(shí)驗(yàn)波形。其中,圖12(a)、(b)、(c)、(d)分別為這種矩陣變換器輸出的A相電壓、線電壓、A相電流以及輸出電流THD。由圖可見,當(dāng)三相輸入相電壓為50 V,逆變級(jí)直通占空比為0.1時(shí),A相輸出最高電壓可為136 V,將電壓增益提高了2.7倍,能夠避免調(diào)制系數(shù)的限制,而且輸出電流諧波率為4.16%,降低輸出電流諧波。

    圖12 調(diào)制系數(shù)相同時(shí)雙準(zhǔn)Z源矩陣變換器 (TQZS-MC)實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveform of TQZS-MC when modulation factor is same

    2)整流級(jí)、逆變級(jí)的調(diào)制系數(shù)不同時(shí)。

    當(dāng)調(diào)制系數(shù)不同時(shí),即mi=0.8、mo=0.7,且直通占空比Dinv=0.2時(shí),圖13為雙Z源間接矩陣變換器(TQZS-MC)結(jié)構(gòu)的實(shí)驗(yàn)波形。其中,圖13(a)、(b)、(c)、(d)分別為這種矩陣變換器輸出的A相電壓、線電壓、A相電流以及輸出電流THD。由于調(diào)制系數(shù)與直通占空比存在的限制,因此將調(diào)制系數(shù)設(shè)置為mi=0.8、mo=0.7,根據(jù)式 (11)、(14)、(22)、(29)可推出升壓因子B的范圍為2.788 9≤B≤4.175,突破了單Z源間接矩陣變換器升壓因子不能提高3~4倍的限制。由圖可見,當(dāng)輸入電壓為50 V時(shí),A相輸出最高電壓可達(dá)到203 V,電壓增益提高了4.06倍,理論上升壓在設(shè)定范圍內(nèi),而且輸出電流諧波率為3.64%,同時(shí)降低了輸出諧波含量。

    圖13 調(diào)制系數(shù)不同時(shí)雙準(zhǔn)Z源矩陣變換器 (TQZS-MC)實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Experimental waveform of TQZS-MC when modulation factor is different

    通過上面將雙Z源矩陣變換器與傳統(tǒng)的間接矩陣變換器、單Z源間接矩陣變換器兩種結(jié)構(gòu)以及改變參數(shù)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)比較,可以看出,在相同的實(shí)驗(yàn)條件下,3種不同結(jié)構(gòu)調(diào)制都能減少諧波含量,但是在單Z源間接矩陣變換器調(diào)制中,調(diào)制系數(shù)過低時(shí),會(huì)導(dǎo)致輸出諧波增多,不利于電網(wǎng)的集成。與其它兩種結(jié)構(gòu)調(diào)制不同,雙Z源間接矩陣變換器調(diào)制能夠?qū)㈦妷涸鲆嫣岣?~4倍及其以上,解決了其他結(jié)構(gòu)調(diào)制的升壓能力不足問題。

    5 結(jié) 論

    本文提出了一種雙Z源間接矩陣變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),它是將兩個(gè)準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)與間接矩陣變換器結(jié)合,在直通占空比有限的情況下,能夠獲得很高的電壓增益。其中兩個(gè)準(zhǔn)Z源分別放在整流級(jí)前和逆變級(jí)前。針對(duì)這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),在理論上推導(dǎo)出電壓增益公式,選擇正確的開關(guān)組合順序,并通過對(duì)比實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的正確性和優(yōu)越性。通過本文分析與實(shí)驗(yàn)可得到結(jié)論如下:

    1)雙Z源間接矩陣變換器能夠避開調(diào)制系數(shù)的限制,從而可以將電壓傳輸比達(dá)到甚至高于4,從而能夠提高輸出電壓;

    2)雖然增加的電容和電感以及系統(tǒng)結(jié)構(gòu)變得復(fù)雜,但是額外的輸入Z源網(wǎng)絡(luò)可以當(dāng)作輸入濾波器,使得這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不再需要單獨(dú)的輸入濾波器,從而一定程度上簡(jiǎn)化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。

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