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    基于單神經(jīng)元的有源電力濾波器仿真研究

    2020-12-11 05:12:46鄭恩讓黨勝梅伏亮亮
    實(shí)驗(yàn)室研究與探索 2020年11期
    關(guān)鍵詞:諧波直流神經(jīng)元

    郭 娜,鄭恩讓,黨勝梅,伏亮亮

    (1.陜西科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院,西安 710021;2.威海怡和專用設(shè)備制造有限公司,山東威海 264200;3.國(guó)網(wǎng)蘭州供電公司,蘭州 730070)

    0 引言

    隨著社會(huì)的飛速發(fā)展,越來(lái)越多的非線性、沖擊性和不平衡性無(wú)功負(fù)荷的不斷持續(xù)投入對(duì)配電網(wǎng)穩(wěn)定運(yùn)行產(chǎn)生了嚴(yán)重影響[1]。有源濾波器是一種用于動(dòng)態(tài)抑制諧波、補(bǔ)償無(wú)功和三相不平衡的電力電子裝置,利用有源電力濾波器(Active Power filter,APF)實(shí)現(xiàn)對(duì)電能質(zhì)量的綜合控制是配電網(wǎng)智能化的關(guān)鍵[2-3]。APF分為全補(bǔ)償和特定次諧波補(bǔ)償,全補(bǔ)償檢測(cè)方法簡(jiǎn)單,應(yīng)用廣泛,但當(dāng)負(fù)載超出APF 的容量時(shí),如果對(duì)諧波進(jìn)行全補(bǔ)償,會(huì)造成直流側(cè)電壓波動(dòng)幅值的增大,輸出補(bǔ)償電流會(huì)產(chǎn)生較大的誤差,對(duì)高次諧波的影響尤為明顯,此時(shí)如果繼續(xù)進(jìn)行全補(bǔ)償,將會(huì)對(duì)電網(wǎng)造成更大的諧波污染[4-7],因此,提出特定次諧波補(bǔ)償。在APF諧波電流檢測(cè)方法中,基于時(shí)域瞬時(shí)無(wú)功功率理論方法簡(jiǎn)單,應(yīng)用廣泛,但存在補(bǔ)償精確度較低,補(bǔ)償相位延遲效果差等問題;ip-iq 檢測(cè)方法在諧波提取時(shí)需要將特定次數(shù)的諧波分離為正序、負(fù)序、零序,采用不同的變換矩陣,將3 者合并,得到特定次諧波的大小,每次諧波檢測(cè)需要用3 個(gè)變換矩陣,處理器工作量大,諧波提取存在較大的誤差[8]。選擇d-q特定次諧波檢測(cè)算法對(duì)特定的5、7、11、13 次諧波進(jìn)行提取和補(bǔ)償,d-q特定次諧波檢測(cè)具有高精度、算法優(yōu)化易實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)。

    近年來(lái)APF的控制策略得到廣泛研究,傳統(tǒng)的PI控制器,設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單且具有較強(qiáng)的魯棒性,但大多只適用于線性模型,不能適應(yīng)環(huán)境的變化。而單神經(jīng)元智能PID控制器,具有自學(xué)習(xí)和自適應(yīng)能力,不但結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,而且適用非線性模型,可適應(yīng)環(huán)境變化,具有較強(qiáng)的魯棒性[9]。自適應(yīng)單神經(jīng)元PID 智能控制在非線性復(fù)雜系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用。在仿真模型研究中,非線性動(dòng)態(tài)負(fù)荷的變化造成APF直流側(cè)電壓的波動(dòng),諧波補(bǔ)償精度降低,電能質(zhì)量下降。通過電壓反饋,自適應(yīng)單神經(jīng)元控制器調(diào)節(jié)輸出為電流內(nèi)環(huán)提供一個(gè)補(bǔ)償電流,提高了APF 補(bǔ)償?shù)臏?zhǔn)確性,維持電容電壓的穩(wěn)定,增強(qiáng)系統(tǒng)的可靠性。

    本文在研究諧波補(bǔ)償?shù)幕A(chǔ)上,針對(duì)動(dòng)態(tài)非線性負(fù)載,提出一種基于單神經(jīng)元PID 控制的特定次諧波補(bǔ)償?shù)腁PF。在n次同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中采用n 階d-q檢測(cè)算法準(zhǔn)確提取特定的5、7、11、13 次諧波進(jìn)行補(bǔ)償。PID控制內(nèi)環(huán)電流實(shí)時(shí)跟蹤參考電流變化,自適應(yīng)單神經(jīng)元PID調(diào)節(jié)隨動(dòng)態(tài)負(fù)載變化的波動(dòng)電壓快速達(dá)到穩(wěn)定值,通過電壓反饋為電流內(nèi)環(huán)提供補(bǔ)償電流,加快系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng),提高電流補(bǔ)償精度。

    1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及運(yùn)行原理

    1.1 APF的動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型

    如圖1 所示為并聯(lián)電壓型電力有源濾波器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖,主要由非線性負(fù)載、電源、SVPWM 發(fā)生器、直流電壓控制、特定次諧波檢測(cè)與提取、諧波電流控制等部分組成。動(dòng)態(tài)非線性負(fù)載會(huì)影響APF補(bǔ)償效果,采用具有自學(xué)習(xí)和自適應(yīng)的單神經(jīng)元PID控制直流側(cè)電容電壓。特定次諧波采用n次d-q 檢測(cè),提高補(bǔ)償精度。圖2 所示為APF的等效電路。

    根據(jù)APF的系統(tǒng)框圖和APF等效電路建立APF的動(dòng)態(tài)模型:

    圖1 APF系統(tǒng)框圖

    圖2 APF等效電路

    式中:Lc和Rc分別為APF 的電感和電阻;uN*N為N*和N之間的電壓。假設(shè)電源電壓為三相平衡電壓,且電網(wǎng)側(cè)電壓為星形接線[10],由式(1)可得:

    根據(jù)IGBT開關(guān)工作狀態(tài),得到開關(guān)函數(shù):

    式中,k =1,2,3。將式ukm=ckUdc代入式(1),得:

    定義開關(guān)狀態(tài)函數(shù)為:

    根據(jù)開關(guān)函數(shù)得到hnk和ck之間的關(guān)系,結(jié)合IGBT的8 種開關(guān)狀態(tài),開關(guān)函數(shù)的矩陣形式為:

    將式(6)代入式(4)得:

    定義兩個(gè)新的狀態(tài)變量x1,x2:

    式(8)中ik為參考電流,對(duì)式(8)兩端進(jìn)行微分得:

    式中:H是系統(tǒng)外部不確定的干擾因素,并且為連續(xù)變量[11-12]。根據(jù)分析,對(duì)于系統(tǒng)不確定干擾因素,需要設(shè)計(jì)適合的控制器調(diào)節(jié)系統(tǒng)穩(wěn)定、可靠、高效的運(yùn)行。

    1.2 d-q特定次諧波檢測(cè)原理

    特定次諧波檢測(cè)方法基于時(shí)域瞬時(shí)功率理論和n階同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。系統(tǒng)中非線性負(fù)載由二極管整流器、電阻和電感構(gòu)成,產(chǎn)生的諧波為6m ±1(m =1,2,3,…)次諧波,其中n 次諧波由正序、負(fù)序次諧波組成[13]。在檢測(cè)時(shí),將角頻率為ω的傳統(tǒng)d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換角頻率為nω的n 次同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。其中所補(bǔ)償?shù)? 和11 次為負(fù)序諧波,7 和13 次為正序諧波。式(11)為正序諧波的轉(zhuǎn)換矩陣,式(12)為正序諧波轉(zhuǎn)換逆矩陣。對(duì)于負(fù)序的諧波電流,旋轉(zhuǎn)方向正好相反,只需要把變換矩陣中相應(yīng)的nωt 替換為- nωt即可[14]。

    圖3 為特定次諧波檢測(cè)及諧波電流提取的示意圖。將負(fù)載側(cè)三相自然坐標(biāo)系變換到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下,正序和負(fù)序諧波分離后分別檢測(cè)和提取。例如7次正序諧波分量可以通過式(11)轉(zhuǎn)換為d-q坐標(biāo)系下的直流分量,只有7 次諧波經(jīng)過低通濾波器變?yōu)橹绷髁?,其他次諧波相對(duì)這個(gè)頻率的坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)為“相對(duì)運(yùn)動(dòng)”的交流量,最后通過式(12)將兩相直流量轉(zhuǎn)化為兩相交流量即可。同理對(duì)負(fù)序諧波電流通過坐標(biāo)變換來(lái)提取負(fù)序諧波分量,最終所有要補(bǔ)償?shù)闹C波電流經(jīng)過檢測(cè)和提取后在αβ 坐標(biāo)系下疊加,作為參考電流與實(shí)際補(bǔ)償電流icα、icβ做差,通過PID 控制后經(jīng)空間矢量進(jìn)行調(diào)制。

    圖3 特定次諧波檢測(cè)原理圖

    2 系統(tǒng)控制器設(shè)計(jì)

    2.1 系統(tǒng)雙閉環(huán)設(shè)計(jì)

    圖4 為系統(tǒng)雙閉環(huán)設(shè)計(jì)框圖,系統(tǒng)由諧波電流檢測(cè)、電流閉環(huán)和直流側(cè)電壓閉環(huán)3 個(gè)環(huán)節(jié)構(gòu)成。其中,電流檢測(cè)采用d-q 特定次諧波檢測(cè)方法;電流PID 閉環(huán)控制使得輸出補(bǔ)償電流精確跟隨給定的補(bǔ)償參考電流,根據(jù)文獻(xiàn)[15]中PID控制器設(shè)計(jì)方法得到PID參數(shù)為:Kp=155,KI=50;直流側(cè)電壓采用具有自學(xué)習(xí)自適應(yīng)的單神經(jīng)元控制使得直流側(cè)電壓被控制在設(shè)定值。

    圖4 系統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略

    2.2 單神經(jīng)元控制器的設(shè)計(jì)

    傳統(tǒng)PID控制器雖然設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單,但其參數(shù)無(wú)法在線調(diào)整,當(dāng)系統(tǒng)受外界干擾時(shí),無(wú)法保證精確的控制效果。單神經(jīng)元控制具有收斂速度快,可在線學(xué)習(xí)的特點(diǎn),可實(shí)時(shí)對(duì)PID參數(shù)進(jìn)行調(diào)整[16]。

    圖5 單神經(jīng)元自適應(yīng)PID控制器

    單神經(jīng)元自適應(yīng)控制器是通過對(duì)加權(quán)系數(shù)的調(diào)整來(lái)實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)、自組織功能,權(quán)系數(shù)的調(diào)整是按照有監(jiān)督的Hebb學(xué)習(xí)規(guī)則實(shí)現(xiàn)的。設(shè)wi(k)(i =1,2,3)為輸入信號(hào)xi(k)(i =1,2,3)對(duì)應(yīng)的連接權(quán)系數(shù),K(K >0)為神經(jīng)元的比例系數(shù),則神經(jīng)元控制量為:

    由式(13)、(14)得:

    式中:ηi為學(xué)習(xí)速率,z(k)=e(k)。單神經(jīng)元控制中K得選擇十分重要,K 越大,學(xué)習(xí)速率越快,但同時(shí)會(huì)影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性,反之,K值越小,學(xué)習(xí)速率越慢。

    3 仿真驗(yàn)證

    為驗(yàn)證基于單神經(jīng)元PID 控制特定次諧波補(bǔ)償APF的性能,在Matlab/Simulink 中搭建系統(tǒng)模型,測(cè)試APF補(bǔ)償效果。表1 為系統(tǒng)主回路參數(shù),通過系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)定性驗(yàn)證系統(tǒng)設(shè)計(jì)的有效性。

    3.1 特定次諧波補(bǔ)償

    圖6 中uab為三相電壓中ab 端的線電壓,isa為網(wǎng)側(cè)a相電流,iLa為負(fù)載側(cè)a相電流,ica為APF輸出a相補(bǔ)償電流。圖6(a)為特定補(bǔ)償5 次諧波后電流電壓波形;圖6(b)為特定補(bǔ)償7 次諧波后電流電壓波形;圖6(c)為特定補(bǔ)償5 次和7 次諧波后電流電壓波形;圖6(d)為特定補(bǔ)償5、7、11、13 次諧波后電流電壓波形。通過Matlab分析可知,5 次諧波含量為21.76%;7 次諧波含量為8.81%;11 次諧波含量為6.11%;13次諧波含量為3.61%;諧波電流峰值為70.71 A。

    表1 系統(tǒng)參數(shù)

    在經(jīng)過特定次諧波補(bǔ)償后,根據(jù)圖7 可以看出各次諧波補(bǔ)償效果。圖7(a)為僅5 次諧波補(bǔ)償后的電流畸變率,5 次諧波含量從21.76%減少至0.68%。圖7(b)為僅7 次諧波補(bǔ)償后的電流畸變率,7 次諧波含量從8.81%減少至0.56%。圖7(c)為5 次和7 次諧波補(bǔ)償后電流畸變率。圖7(d)為5、7、11、13 次諧波補(bǔ)償后電流畸變率,此時(shí)電流總的諧波畸變率(Total Harmonic Distortion,THD)從未補(bǔ)償時(shí)24.72%減少至3.57%。仿真結(jié)果驗(yàn)證了d-q特定次諧波補(bǔ)償?shù)挠行院途_性。

    3.2 動(dòng)態(tài)負(fù)載的諧波補(bǔ)償

    3.2.1 不同控制策略的電流諧波補(bǔ)償

    動(dòng)態(tài)的非線性負(fù)載變化導(dǎo)致APF 直流側(cè)電壓的波動(dòng)。傳統(tǒng)PID雙閉環(huán)控制器不能適應(yīng)對(duì)象特性的變化,當(dāng)電壓波動(dòng)時(shí),電流波動(dòng),補(bǔ)償電流跟隨性能較差,APF的補(bǔ)償精度受到影響。圖8(a)為PID 雙閉環(huán)控制補(bǔ)償后系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)電流波形,由圖可知,在t =0.5 s時(shí),負(fù)載發(fā)生變化,補(bǔ)償波形效果較差。為解決因負(fù)載變化引起直流側(cè)電壓波動(dòng)問題,設(shè)計(jì)具有自學(xué)習(xí)和自適應(yīng)能力的單神經(jīng)元智能PID控制器。通過電壓外環(huán)反饋為電流內(nèi)環(huán)dq 坐標(biāo)系下的d 軸分量增加補(bǔ)償電流,實(shí)時(shí)改變APF 輸出的補(bǔ)償電流幅值,達(dá)到動(dòng)態(tài)補(bǔ)償?shù)哪康?。圖8(b)為單神經(jīng)元的控制補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流波形,由圖可知,當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí),補(bǔ)償電流幅值發(fā)生動(dòng)態(tài)變化,補(bǔ)償精度高,波形效果好。

    圖9(a)為PID控制電流諧波畸變率,當(dāng)t =0.5 s時(shí),負(fù)載增加到3 倍負(fù)荷,APF補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流諧波畸變率從24.72%減少到17.97%,補(bǔ)償精度較低;而采用單神經(jīng)元控制補(bǔ)償后電流諧波畸變率從24.72%減少到4.73%,補(bǔ)償精度提高,圖9(b)為單神經(jīng)元控制電流諧波畸變率。

    圖6 特定次諧波補(bǔ)償電流波形對(duì)比圖

    圖7 特定次諧波補(bǔ)償電流畸變率對(duì)比圖

    圖8 不同控制策略補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流波形對(duì)比圖

    圖9 不同控制策略電流諧波畸變率

    圖10(a)為負(fù)荷變化前后PID雙閉環(huán)控制系統(tǒng)中負(fù)載側(cè)、網(wǎng)側(cè)、APF 輸出側(cè)電流,圖10(b)為負(fù)荷變化前后單神經(jīng)元電壓外環(huán)PID電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制系統(tǒng)負(fù)載側(cè)、網(wǎng)側(cè)、APF輸出側(cè)電流。由圖10 可知,單神經(jīng)元外環(huán)PID內(nèi)環(huán)控制比PID雙閉環(huán)效果更好,可跟隨負(fù)荷的動(dòng)態(tài)變化調(diào)整APF 補(bǔ)償電流幅值,達(dá)到動(dòng)態(tài)補(bǔ)償。

    圖10 不同控制策略電流波形對(duì)比圖

    3.2.2 直流側(cè)電壓變化

    圖11 所示為不同控制策略的直流側(cè)電壓波形。由圖11 分析可知,相比PID 控制,單神經(jīng)元控制下APF直流側(cè)電容電壓很快達(dá)到穩(wěn)定值,充電速度快,說明具有自學(xué)習(xí)自適應(yīng)能力的單神經(jīng)元控制器能提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)。圖12 為動(dòng)態(tài)負(fù)載下直流側(cè)電壓變化波形,在t =0.5 s時(shí),負(fù)載增加到3 倍時(shí),單神經(jīng)元控制器調(diào)節(jié)系統(tǒng)響應(yīng)速度較快,電壓能快速維持到穩(wěn)定值,影響內(nèi)環(huán)的補(bǔ)償電流快速跟隨參考電流,補(bǔ)償?shù)臏?zhǔn)確性提高。

    圖11 不同控制策略的直流側(cè)電壓

    圖12 動(dòng)態(tài)負(fù)載下直流電壓變化

    4 結(jié)語(yǔ)

    由于非線性動(dòng)態(tài)負(fù)載變化,引起APF直流側(cè)電壓波動(dòng),影響電流補(bǔ)償幅值變化,導(dǎo)致補(bǔ)償精度下降等問題,提出一種基于單神經(jīng)元PID 控制的特定次諧波補(bǔ)償?shù)腁PF。通過對(duì)三相三線APF 逆變器建立動(dòng)態(tài)的數(shù)學(xué)模型和對(duì)簡(jiǎn)化等效電路模型的分析,設(shè)計(jì)單神經(jīng)元電壓外環(huán)PID電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制系統(tǒng),并對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行仿真驗(yàn)證,結(jié)論如下:

    針對(duì)非線性負(fù)載的存在導(dǎo)致電能質(zhì)量下降問題,在n次同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下采用d-q 特定次諧波補(bǔ)償相比傳統(tǒng)的全補(bǔ)償算法,檢測(cè)精度更高,補(bǔ)償效果更好。

    為提高直流側(cè)電壓的利用率,減少傳統(tǒng)滯環(huán)控制帶來(lái)的開關(guān)管觸發(fā)頻率不穩(wěn)定,精度不高的問題。采用SVPWM控制,實(shí)現(xiàn)了開關(guān)頻率的降低,降低了開關(guān)損耗。

    針對(duì)直流側(cè)電壓隨動(dòng)態(tài)負(fù)荷變化而波動(dòng)問題,設(shè)計(jì)具有自學(xué)習(xí)自適應(yīng)的單神經(jīng)元控制器調(diào)節(jié)直流側(cè)電壓保持穩(wěn)定,保證補(bǔ)償電流的幅值準(zhǔn)確。

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