基于GaN器件的雙向CLLC諧振變換器分析與設(shè)計(jì)

杜貴平 鄭燕賓 劉源俊 王雪毅

(華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東 廣州 510640)

雙向DC/DC變換器不僅可以實(shí)現(xiàn)混合動(dòng)力汽車中電動(dòng)機(jī)和內(nèi)燃機(jī)的能量交互，還可以實(shí)現(xiàn)純電動(dòng)汽車蓄電池與樓宇電網(wǎng)的能源互動(dòng)，并起到對(duì)電網(wǎng)的調(diào)峰填谷作用[1- 2]，在電動(dòng)汽車領(lǐng)域中具有廣闊的應(yīng)用前景。

考慮到變換器的電氣隔離，雙向DC/DC變換器多采用隔離型變換器。為實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，逆變側(cè)和整流側(cè)均采用全控型器件。為使變換器實(shí)現(xiàn)高頻率和高效率，需采用軟開關(guān)技術(shù)。軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)有移相控制型[3- 4]和諧振型[5- 6]等方式。移相控制方式的電壓增益有限，難以實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍的軟開關(guān)切換；相比之下，LLC諧振變換器可以在沒有輔助電路的情況下，實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍內(nèi)逆變側(cè)的零電壓開通和一定頻率范圍內(nèi)整流側(cè)的零電流關(guān)斷[7]。常用的三諧振元件諧振拓?fù)溆蠺ype- 4型和Type- 11型，如圖1所示。但這兩種結(jié)構(gòu)的反向運(yùn)行特性都較差。文獻(xiàn)[8- 11]中提出了如圖2(a)所示的CLLLC諧振電路，它可以獲得良好的電壓增益特性，但元件數(shù)較多，體積大，參數(shù)設(shè)計(jì)復(fù)雜。文獻(xiàn)[12- 13]中提出了如圖2(b)所示的CLLC諧振電路，相比于CLLLC諧振電路，該結(jié)構(gòu)復(fù)雜性適中，同時(shí)其效率和電壓增益特性也較好。文獻(xiàn)[13]中將CLLC諧振電路的正反向諧振腔分別等效為Type- 4型和Type- 11型加附加電容，但對(duì)其反向特性分析還不夠準(zhǔn)確。目前，雙向CLLC諧振變換器的諧振頻率分析和軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件還有待改善，所采用的Si器件也較難滿足變換器的設(shè)計(jì)要求。

圖1 Type- 4型和Type- 11型諧振電路拓?fù)銯ig.1 Topology of type- 4 and type- 11 resonant circuits

為解決Si器件的性能提升問題，第三代的寬禁帶半導(dǎo)體器件氮化鎵(GaN)和碳化硅(SiC)器件已被開發(fā)出來(lái)[14- 16]。與Si材料相比，GaN材料具有更大的禁帶寬度和更高的電子遷移率，因此GaN晶體管具有更低的導(dǎo)通電阻、更快的開關(guān)速度、更小的寄生參數(shù)和更低的反向恢復(fù)損耗等特性。GaN晶體管適用于比SiC器件更高的工作頻率，其頻率可達(dá)兆赫茲級(jí)。在低功率或中功率的環(huán)境下，GaN晶體管可以很好地代替其他器件高效工作。但GaN晶體管的驅(qū)動(dòng)電壓閾值比SiC器件的低，為防止誤導(dǎo)通，需對(duì)其驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)提出更高的要求。此外，由于無(wú)驅(qū)動(dòng)電壓時(shí)GaN晶體管的反向?qū)妷航递^大，所以當(dāng)它應(yīng)用在雙向DC/DC變換器時(shí)，其整流側(cè)需采用同步整流(Synchronous Rectification，SR)技術(shù)。文獻(xiàn)[17- 20]中在傳統(tǒng)LLC諧振變換器上采用了GaN晶體管，實(shí)現(xiàn)了變換器的高頻率和高效率，但由于LLC拓?fù)湓诜聪蚰Ｊ较碌木窒扌?，該變換器很難滿足雙向變換的要求。將GaN器件應(yīng)用在雙向CLLC諧振變換器上，需要解決整流側(cè)開關(guān)的反向?qū)▎栴}和驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)等難點(diǎn)，而在當(dāng)前的一些設(shè)計(jì)方案中，仍然存在著部分不足[21- 23]。文獻(xiàn)[21]中設(shè)計(jì)的CLLC變換器利用了一種并聯(lián)型零電流檢測(cè)(Zero Current Detection，ZCD)實(shí)現(xiàn)了同步整流，但卻缺少了對(duì)整流側(cè)零電流關(guān)斷(Zero Current Switching，ZCS)的分析。文獻(xiàn)[22]中提出了一種基于平面變壓器的1-MHz雙向CLLC變換器的設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了變換器的高功率密度，正向傳輸效率較高，但反向傳輸效率略有不足。文獻(xiàn)[23]中設(shè)計(jì)的半橋雙向CLLC變換器具有高頻和寬范圍電壓增益的優(yōu)點(diǎn)，但其最高傳輸效率只有94.3%，仍有提升空間。

文中重點(diǎn)分析與設(shè)計(jì)了一種基于GaN器件的雙向CLLC諧振變換器。從變換器的工作原理出發(fā)，詳細(xì)討論了其諧振頻率和考慮相關(guān)寄生參數(shù)的新型軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件，給出了相關(guān)參數(shù)的設(shè)計(jì)流程，并搭建了400 W雙向CLLC諧振變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，通過實(shí)驗(yàn)結(jié)果來(lái)驗(yàn)證所分析與設(shè)計(jì)的變換器的正確性和有效性。

1 雙向CLLC諧振變換器特性分析

雙向CLLC諧振變換器的結(jié)構(gòu)如圖3所示，其工作模態(tài)分析詳見文獻(xiàn)[2]。

圖3 雙向CLLC諧振變換器結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Structure of bidirectional CLLC resonant converter

在此以fm

在模態(tài)1，開關(guān)S2和S3正向?qū)?，Lr、Cr1和Cr2發(fā)生諧振，Lr上的諧振電流按正弦規(guī)律增大，Lm上的電流低于諧振電流且上升較慢，開關(guān)S5和S8反向?qū)ǎ吔o副邊傳輸電能，并為Cr2充電。在模態(tài)2，當(dāng)Lm上的電流上升到與Lr上的電流相等時(shí)，副邊電流也逐漸降為零，實(shí)現(xiàn)ZCS，并停止對(duì)Cr2充電，Cr2電壓達(dá)到峰值并保持不變，此時(shí)Lr、Cr1和Lm發(fā)生諧振。在模態(tài)3，開關(guān)S2和S3關(guān)斷，諧振電流對(duì)S2和S3的寄生電容充電，對(duì)S1和S4的寄生電容放電，變壓器二次側(cè)電壓逐漸下降，當(dāng)其變?yōu)樨?fù)時(shí)，開關(guān)S6和S7反向?qū)?，Cr2開始放電。在模態(tài)4，當(dāng)寄生電容完成充放電時(shí)，開關(guān)S1和S4的寄生電容電壓降為零，此時(shí)開關(guān)S1和S4的正向壓降為零，為開關(guān)管的ZVS做好了準(zhǔn)備；同時(shí)，開關(guān)S2和S3上的電流降為零，反向流過開關(guān)S1和S4的電流逐漸減小。以上為前半個(gè)周期，以下分析后半個(gè)周期。

在模態(tài)5，開關(guān)S1和S4正向?qū)?，Lr上的諧振電流按正弦規(guī)律反向增大，Lm上的電流同樣反向增大，但變化較慢；Cr2持續(xù)放電，其電壓逐漸下降并反向上升。在模態(tài)6，當(dāng)Lm上的電流與Lr上的電流再次相等時(shí)，副邊電流逐漸降為零，實(shí)現(xiàn)ZCS，同時(shí)Cr2停止放電，其電壓達(dá)到負(fù)峰值并保持不變。在模態(tài)7，開關(guān)S1和S4關(guān)斷，諧振電流對(duì)S1和S4的寄生電容充電，對(duì)S2和S3的寄生電容放電，變壓器二次側(cè)電壓逐漸上升，當(dāng)其變?yōu)檎龝r(shí)，開關(guān)S5和S8反向?qū)?，Cr2開始充電。在模態(tài)8，當(dāng)寄生電容完成充放電時(shí)，開關(guān)S2和S3的寄生電容電壓降為零，此時(shí)開關(guān)S2和S3的正向壓降為零，為下個(gè)模態(tài)開關(guān)管的ZVS做好了準(zhǔn)備；同時(shí)，開關(guān)S1和S4上的電流降為零，反向流過開關(guān)S2和S3的電流逐漸減小。

1.1 諧振頻率的分析與求解

根據(jù)變壓器是否傳輸能量，CLLC諧振變換器中的諧振腔等效電路可分為兩種模態(tài)。以正向模式為例，如圖4所示，電能傳輸時(shí)為模態(tài)1，此時(shí)Lr、Lm、Cr1和Cr2一起諧振，Cr2e為Cr2等效到初級(jí)側(cè)的等效電容，此模態(tài)存在兩個(gè)諧振頻率，分別記為fr1和fr2。在模態(tài)2，電能傳輸中斷，Cr2脫離諧振腔，Lr、Lm和Cr1發(fā)生諧振，此時(shí)諧振頻率記為fm。由下文計(jì)算可知fr1fr2或fm

圖4 正向模式CLLC諧振腔的等效電路

基于變換器的諧振原理，諧振頻率可利用戴維南變換進(jìn)行求解。模態(tài)1的戴維南等效電路見圖5。

圖5 正向和反向模式的戴維南等效電路

如圖5(a)所示，正向模式下等效電壓Veq1和等效阻抗Zeq1可分別表示為

(1)

(2)

根據(jù)諧振條件，令式(2)的虛部為零，可得

(3)

令a=LmLrCr1Cr2e，b=-(LmCr1+LmCr2e+Cr2e)，且滿足b2-4a>0，則模態(tài)1的諧振頻率為

(4)

(5)

如圖5(b)所示，反向模式下等效電壓Veq2和等效阻抗Zeq2可分別表示為

(6)

(7)

式中，n為變壓器變比。

同理，令式(7)的虛部為零，解得的兩個(gè)諧振頻率與正向模式相同。

此外，易得模態(tài)2在正向模式下的諧振頻率為

(8)

在反向模式下的諧振頻率為

(9)

1.2 軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件的改善

為了實(shí)現(xiàn)逆變側(cè)開關(guān)管的ZVS，其寄生電容必須在死區(qū)時(shí)間內(nèi)完全充放電。為此，文中提出了一種改進(jìn)型ZVS的實(shí)現(xiàn)條件，通過提高進(jìn)入死區(qū)時(shí)間的諧振電流來(lái)加快寄生電容的充放電。根據(jù)雙向CLLC諧振變換器的工作原理，可做出如下假設(shè)：

①為保證逆變側(cè)電流的連續(xù)性以及實(shí)現(xiàn)最優(yōu)運(yùn)行，工作頻率fs非常接近于諧振頻率fr2；

②寄生電容的充放電時(shí)間非常短，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，逆變側(cè)電流近似恒定。

正向模式下寄生電容充放電的臨界波形如圖6(a)所示。死區(qū)時(shí)間內(nèi)逆變側(cè)的電流可表示為

(10)

整流側(cè)諧振電容的電流為

(11)

由式(9)、(10)可得

(12)

式中，Tr為諧振周期，t1=Tr/2，Tr=1/fr2。

正向模式下寄生電容的充放電等效電路如圖6(b)所示。其中，C1=C2=C3=C4=Cpri為初級(jí)側(cè)開關(guān)管的寄生電容，C5=C6=C7=C8=Csec為次級(jí)側(cè)開關(guān)管的寄生電容，CTr為變壓器的等效寄生電容。為保證ZVS的實(shí)現(xiàn)，需滿足Idead_f足夠大的條件，即

(13)

式中：Ceff=Cpri+CTr+Csec/n2，為正向模式下需要完成充放電的等效電容;tdead為死區(qū)時(shí)間;ΔuAB為圖6(b)中A、B兩點(diǎn)間的電壓。

類似地，反向模式下寄生電容充放電的臨界波形如圖6(c)所示。死區(qū)時(shí)間內(nèi)逆變側(cè)的電流可表示為

(14)

整流側(cè)諧振電感的電流及電壓為

(15)

由式(13)、(14)可得

(16)

反向模式下寄生電容充放電的等效電路如圖6(d)所示。同理，為了保證ZVS的實(shí)現(xiàn)，要求

(17)

式中：Ceff2=Ceff，為反向模式下需要完成充放電的等效電容;ΔuCD為圖6(d)中C、D兩點(diǎn)間的電壓。

故，由式(13)、(14)、(16)、(17)可得改進(jìn)型ZVS實(shí)現(xiàn)條件如下：

(18)

由于此刻諧振電流與勵(lì)磁電感呈負(fù)相關(guān)，為減小勵(lì)磁電流峰值和死區(qū)損耗，在滿足式(18)的條件下，應(yīng)將Lm設(shè)置得盡可能大。由式(18)可知，較低的寄生電容更有利于實(shí)現(xiàn)ZVS，而GaN晶體管的低寄生參數(shù)特性很好地滿足了這一要求。

2 基于GaN器件的雙向CLLC諧振變換器的設(shè)計(jì)

2.1 輔助參數(shù)的設(shè)定

為了便于分析，文中定義了一些相關(guān)的輔助參數(shù)，具體如表1所示。

表1 輔助參數(shù)的定義Table 1 Definition of auxiliary parameters

根據(jù)諧振腔等效電路的分壓特性以及輔助參數(shù)的替換，可分別求得正向模式和反向模式的電壓增益如下：

(19)

(20)

通過輔助參數(shù)的替換，推導(dǎo)過程和最終表達(dá)式都可得到很大的簡(jiǎn)化。此外，將輔助參數(shù)代入式(4)和(5)，可推得兩諧振點(diǎn)的歸一化諧振頻率分別為

(21)

式中，p=CnLn，q=-(CnLn+Ln+1)。

由式(19)和(20)可以看出，電壓增益只和Q1、Q2、Cn、Ln、f有關(guān)，故文中對(duì)諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)過程主要圍繞這5個(gè)參數(shù)展開。

2.2 參數(shù)設(shè)計(jì)流程

文中所述的基于GaN器件的雙向CLLC諧振變換器的設(shè)計(jì)要求如表2所示，其具體設(shè)計(jì)流程如圖7所示。設(shè)變壓器初始變比n為V1N/V2N，最小和最大歸一化工作頻率分別為fmin和fmax，正向和反向模式的電壓增益范圍分別為[Gfmin,Gfmax]和[Grmin,Grmax]。

表2 變換器的設(shè)計(jì)要求Table 2 Design requirements of the converter

圖8描述了在Ln=2.6和Cn=1.5的品質(zhì)因數(shù)參數(shù)下，兩種模式的電壓增益與歸一化工作頻率f之間的關(guān)系。從圖中可以看出，整個(gè)電壓增益隨著品質(zhì)因數(shù)的提高而下降，并且反向增益Gr整體高于正向增益Gf。因此，需確保在Q1=Q1max且f=fmin時(shí)，Gf能取得最大值Gfmax。當(dāng)Gfmax無(wú)法取得時(shí)，則需重新調(diào)整變壓器變比n。

設(shè)置好變比n和fmin后，可預(yù)設(shè)一個(gè)Cn值，然后對(duì)Q1max和Ln值進(jìn)行設(shè)定。正向模式下Q1max與最大電壓增益Gfmax關(guān)系曲線在不同Ln下的曲線族如圖9(a)所示。應(yīng)當(dāng)注意，在設(shè)計(jì)Q1max時(shí)，應(yīng)考慮其對(duì)Ln的限制，一旦Q1max被確定，Ln的最大值Lnmax也隨之確定。不同Ln下的f與Gf曲線族如圖9(b)所示，Ln的選取需要保證正向模式電壓增益范圍[Gfmin,Gfmax]在[fmin,fmax]之內(nèi)，而fmax的選取亦應(yīng)滿足電壓增益范圍這一限制?？梢钥闯?，Ln的下降將會(huì)導(dǎo)致增益曲線陡度上升，從而使得頻率范圍下降，但這也會(huì)導(dǎo)致勵(lì)磁電流和死區(qū)損耗的增大。如不能取得合適的Q1max和Ln，則需重復(fù)上述步驟。此外，考慮到Cn對(duì)fm2的影響，Cn的選取還需與反向模式相結(jié)合進(jìn)一步驗(yàn)證和調(diào)整。

圖7 諧振參數(shù)設(shè)計(jì)流程圖Fig.7 Flow chart of resonance parameter design

圖9 用于選取Q1max和Ln的電壓增益曲線Fig.9 Voltage gain curves for selecting Q1max and Ln

由于增益曲線橫坐標(biāo)中的頻率f為標(biāo)幺值，為了獲得實(shí)際的工作頻率范圍，需要對(duì)基準(zhǔn)頻率fn進(jìn)行設(shè)置。記所需最大工作頻率為fsmax，則fn可表示為

(22)

最終，Lm、Lr、Cr1和Cr2的值可由Ln、Cn、Q1max、fn及相關(guān)表達(dá)式導(dǎo)出(所得Lm還應(yīng)驗(yàn)證是否滿足式(18))，同時(shí)可由這些參數(shù)繪制反向模式下全負(fù)載范圍的增益曲線，并根據(jù)上述設(shè)計(jì)規(guī)則進(jìn)行調(diào)整。

2.3 樣機(jī)參數(shù)

根據(jù)先前的分析，可設(shè)變壓器的變比n=8。各諧振元件的取值分別為：Lr=29.4 μH，Lm=88.2 μH,Cr1=8 nF，Cr2=812.6 μF。變換器正向模式的工作頻率范圍為[298 kHz,472 kHz]，反向模式的工作頻率范圍為[271 kHz,548 kHz]。各諧振頻率分別為：fm1=131.60 kHz，fm2=164.09 kHz，fr1=106.09 kHz，fr2=407.08 kHz。利用基波分析法可以得到相應(yīng)元件的耐壓值和耐流值，具體參數(shù)如表3所示。

表3 各元件的耐壓、耐流參數(shù)

由設(shè)計(jì)結(jié)果可知，工作頻率可以達(dá)到較高的0.5 MHz級(jí)，滿足了GaN的高頻特性，有利于實(shí)現(xiàn)變換器的高頻化，進(jìn)一步提升效率。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

雙向CLLC諧振變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖10所示，其性能滿足設(shè)計(jì)要求。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)采用的數(shù)字電源控制器為TI的UCD138，與TMS320F28335等完全由軟件管理的DSP/MCU相比，UCD138具有實(shí)現(xiàn)高速控制電路、多環(huán)控制和同步整流方案的能力。在高壓側(cè)，采用隔離型驅(qū)動(dòng)芯片Si8273驅(qū)動(dòng)GaN晶體管；在低壓側(cè)，則將TI的非隔離芯片LMG1205YFXR用作驅(qū)動(dòng)。

圖10 雙向CLLC諧振變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

考慮到GaN晶體管的特性，可將死區(qū)時(shí)間設(shè)置為100 ns。根據(jù)雙向CLLC諧振變換器的原理[13]，當(dāng)工作頻率fs

實(shí)驗(yàn)所得的雙向模式下諧振電流和次級(jí)側(cè)電流波形如圖11和12所示。由圖11可知：在正向模式下，當(dāng)fsfr2時(shí)，GaN晶體管在逆變側(cè)依然能實(shí)現(xiàn)ZVS，但在整流側(cè)只能硬關(guān)斷。由圖12可知：反向模式的情況與正向模式類似，此時(shí)逆變側(cè)和整流側(cè)與正向模式相反，當(dāng)fsfr2時(shí)，GaN晶體管在逆變側(cè)實(shí)現(xiàn)ZVS，在整流側(cè)實(shí)現(xiàn)硬關(guān)斷，而且頻率越高關(guān)斷電流越大。圖13為正反向輸出電流、電壓波形，正向模式下輸出為恒流8 A，電流紋波峰峰值為400 mA，反向模式下輸出為恒壓400 V，電壓紋波峰峰值為10 V，紋波指標(biāo)都滿足設(shè)計(jì)要求。

圖11 正向模式下的諧振電流與次級(jí)側(cè)電流波形截圖

圖12 反向模式下的諧振電流與次級(jí)側(cè)電流波形截圖

圖13 正反向模式下的輸出電流、電壓波形截圖

由頻率范圍和圖14所示的效率曲線可知，雙向CLLC諧振變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)在正向模式下的最高效率可達(dá)97.02%，反向模式下的最高效率可達(dá)95.96%，最大工作頻率達(dá)548 kHz，進(jìn)一步提高了雙向CLLC諧振變換器的工作頻率和效率。

圖14 正反向模式下的效率曲線Fig.14 Efficiency curves in forward and reverse modes

4 結(jié)語(yǔ)

文中分析與設(shè)計(jì)了一種基于GaN器件的雙向CLLC諧振變換器。首先，對(duì)變換器的諧振頻率求解采用了戴維南等效原理，在不考慮諧波的情況下，其求解過程得到了很大的簡(jiǎn)化；其次，將軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)條件轉(zhuǎn)化為對(duì)勵(lì)磁電感的設(shè)計(jì)，使得變換器可以在很短的死區(qū)時(shí)間內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)切換，充分利用了GaN器件開關(guān)速度快的特性；最后，文中給出的諧振參數(shù)設(shè)計(jì)流程也更為清晰與全面。此外，由于GaN晶體管的反向?qū)▔航递^大，文中采用了同步整流技術(shù)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所設(shè)計(jì)與分析的變換器的正確性和有效性。

GaN器件的高頻特性是實(shí)現(xiàn)高功率密度的關(guān)鍵，為進(jìn)一步完善所設(shè)計(jì)的變換器，后續(xù)研究中，可以考慮進(jìn)一步提升變換器的工作頻率；此外，文中采用的控制方式為單電流環(huán)和單電壓環(huán)，動(dòng)態(tài)性能略顯不足，可進(jìn)一步探討其他有效的控制方法。