一種基于雙工器的諧波有源負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)

郭庭銘，蘇江濤，劉 軍，王 飛

(杭州電子科技大學(xué)射頻電路與系統(tǒng)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，浙江 杭州 310018)

0 引 言

近年來，隨著我國(guó)半導(dǎo)體產(chǎn)業(yè)的不斷發(fā)展，微波毫米波電路系統(tǒng)成為行業(yè)內(nèi)的研究熱點(diǎn)。GaAs HEMT器件[1]等微波毫米波功率器件在微波毫米波功率放大器中被廣泛使用。對(duì)于這類功率器件而言，為了在電路設(shè)計(jì)時(shí)對(duì)其進(jìn)行匹配電路設(shè)計(jì)，除了常規(guī)的小信號(hào)參數(shù)測(cè)試之外，需要對(duì)其進(jìn)行大信號(hào)源/負(fù)載牽引測(cè)試從而得到器件的最佳負(fù)載阻抗、最佳源阻抗、最大功率、最大效率、最佳增益等大信號(hào)參數(shù)。此外，除了功率器件的基波阻抗匹配[2]外，諧波的阻抗匹配[3]同樣影響器件的最大輸出功率和最大輸出效率。為此，本文設(shè)計(jì)一種基于低損耗同向雙工器的諧波有源負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)，快速準(zhǔn)確對(duì)器件的基波與諧波進(jìn)行負(fù)載牽引測(cè)試，為微波毫米波頻段諧波有源負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)的研發(fā)提供一種可行的方案。

1 大信號(hào)負(fù)載牽引在片測(cè)試系統(tǒng)

1.1 負(fù)載牽引測(cè)試基本原理

在使用微波毫米波功率器件的射頻電路設(shè)計(jì)中，需要將其輸入輸出端都匹配到共軛匹配狀態(tài)。當(dāng)器件處于小信號(hào)工作狀態(tài)下時(shí)，器件的增益是線性的；當(dāng)器件工作在大信號(hào)非線性狀態(tài)時(shí)，由于功率器件發(fā)生功率牽引，導(dǎo)致器件的最佳阻抗點(diǎn)發(fā)生偏移。為了獲得微波毫米波功率器件在非線性工作狀態(tài)下的最佳阻抗點(diǎn)以及對(duì)應(yīng)的輸出功率、效率等功率參數(shù)，需對(duì)器件進(jìn)行大信號(hào)負(fù)載牽引測(cè)試，使器件在固定的輸入功率下，改變器件輸出端所匹配的負(fù)載的阻抗值，在史密斯圓圖上畫出器件的等輸出功率圓、等增益圓、等效率圓，并找到最佳阻抗點(diǎn)。一般來說，負(fù)載牽引測(cè)試技術(shù)分為無源負(fù)載牽引測(cè)試技術(shù)[4]和有源負(fù)載牽引測(cè)試技術(shù)[5]。無源負(fù)載牽引測(cè)試技術(shù)是通過無源機(jī)械Tuner對(duì)待測(cè)器件的輸出端進(jìn)行匹配。有源負(fù)載牽引測(cè)試技術(shù)分為閉環(huán)有源負(fù)載牽引測(cè)試和開環(huán)有源負(fù)載牽引測(cè)試，都是通過待測(cè)器件的輸出端進(jìn)行信號(hào)輸入，對(duì)其進(jìn)行阻抗匹配。

1.2 測(cè)試系統(tǒng)組成

本文設(shè)計(jì)的基于低損耗同向雙工器的諧波有源負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)是在大信號(hào)負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)基礎(chǔ)之上進(jìn)行的，采用的大信號(hào)負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)[6]如圖1所示，主要包括以下幾個(gè)部分：Cascade在片測(cè)試平臺(tái)、思儀AV3672D矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀、MPI T50 GSG射頻探針、Keysight 8267D信號(hào)源、Keysight N6700C直流電源、驅(qū)動(dòng)放大器、耦合器、偏置器、衰減器、連接件等。

圖1 大信號(hào)諧波負(fù)載牽引在片測(cè)試系統(tǒng)

測(cè)試系統(tǒng)框圖如圖2所示。將AV3672D矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀中的1端口與2端口的4組接收機(jī)作為測(cè)試系統(tǒng)的主接收機(jī)。通過Keysight N1992A功率計(jì)對(duì)矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀內(nèi)的接收機(jī)進(jìn)行源功率校準(zhǔn)。為了更加精確地測(cè)試待測(cè)器件的入射波與反射波，相比傳統(tǒng)負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)，大信號(hào)負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)增加一組雙向耦合器緊靠在射頻探針的兩側(cè)。這樣一來，器件入射波與反射波的測(cè)試路徑與傳統(tǒng)方式中使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀中端口內(nèi)的耦合器相比，變得更加短，入射波和反射波在傳輸路徑上的損耗變小，使得接收機(jī)對(duì)波的測(cè)試更加精準(zhǔn)和穩(wěn)定。在雙向耦合器的兩側(cè)是一組偏置器，偏置器內(nèi)包含一個(gè)隔直流信號(hào)的電容和一個(gè)隔交流信號(hào)的電感，用于分離和疊加射頻信號(hào)與直流信號(hào)。在左側(cè)偏置器外，采用源端調(diào)諧器對(duì)待測(cè)器件的源阻抗進(jìn)行牽引。右側(cè)采用信號(hào)源、功率放大器、低損耗同向雙工器對(duì)待測(cè)器件進(jìn)行信號(hào)注入，即有源負(fù)載牽引。

圖2 負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)框圖

由于大信號(hào)負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)采用外置一組雙向耦合器的方式，通過增加衰減器來減少網(wǎng)分內(nèi)接收機(jī)接收到的功率的絕對(duì)值，因此測(cè)試系統(tǒng)的測(cè)試功率上限值取決于射頻探針能承受功率上限值。系統(tǒng)使用的MPI T50 GSG射頻探針的最大承受功率是5 W(36.99 dBm)，而測(cè)試系統(tǒng)測(cè)試功率下限值取決于矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀中的接收機(jī)線性動(dòng)態(tài)范圍，系統(tǒng)所采用的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀線性動(dòng)態(tài)范圍為110 dB。因此，測(cè)試系統(tǒng)最小測(cè)試功率值大約為-73 dBm。

系統(tǒng)中，射頻信號(hào)由矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀1端口內(nèi)的信號(hào)源產(chǎn)生，經(jīng)過驅(qū)動(dòng)放大器將信號(hào)放大后，通過偏置器與雙向耦合器進(jìn)入待測(cè)器件的輸入端。待測(cè)器件輸入端的反射波與入射波的采樣信號(hào)通過雙向耦合器的耦合端口輸入到矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的接收機(jī)。電腦上的測(cè)試軟件通過GPIB通訊協(xié)議與矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行連接，讀取矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀內(nèi)的接收機(jī)測(cè)試值。小信號(hào)測(cè)試時(shí)，只需要獲得各個(gè)端口入射波與反射波的比值，而與小信號(hào)測(cè)試不同的是，大信號(hào)測(cè)試時(shí)為了計(jì)算待測(cè)器件的各項(xiàng)功率參數(shù)，需要精確讀取入射波與反射波的數(shù)值。在大信號(hào)測(cè)試時(shí)，除了信號(hào)在基波頻率的入射波和反射波數(shù)值之外，待測(cè)器件的諧波數(shù)據(jù)同樣十分重要，系統(tǒng)也能夠精準(zhǔn)測(cè)試待測(cè)器件的諧波數(shù)據(jù)。

2 基于低損耗同向雙工器的諧波有源負(fù)載牽引在片測(cè)試系統(tǒng)

2.1 傳統(tǒng)諧波有源負(fù)載牽引系統(tǒng)

傳統(tǒng)諧波有源負(fù)載牽引系統(tǒng)主要是采用同向雙工器對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行分離與信號(hào)注入。根據(jù)90°電橋[7]的循環(huán)特性，將其與低通濾波器進(jìn)行組合，形成傳統(tǒng)同向雙工器結(jié)構(gòu)，其實(shí)物如圖3(a)所示，工作原理如圖3(b)所示。

圖3 傳統(tǒng)同向雙工器

由圖3(b)可知：通過雙工器能夠?qū)⒋郎y(cè)器件輸出端輸出的射頻信號(hào)分為直流、基波、二次及以上諧波3組信號(hào)分別輸出到端口2、端口3、端口4，同時(shí)根據(jù)同向雙工器的自身特性，通過在端口3、端口4注入信號(hào)對(duì)待測(cè)器件進(jìn)行諧波有源負(fù)載牽引。

同向雙工器的測(cè)試結(jié)果如圖4所示。采用90°電橋與截至頻率為3 GHz的低通濾波器，對(duì)其4端口S參數(shù)進(jìn)行測(cè)試。根據(jù)測(cè)試結(jié)果可知：同向雙工器能夠?qū)⒒l率為2 GHz的射頻信號(hào)的二次諧波與基波進(jìn)行分離。因此，傳統(tǒng)雙工器能用于測(cè)試基波頻率為2 GHz的諧波有源負(fù)載牽引在片測(cè)試系統(tǒng)。

2.2 基于低損耗同向雙工器的諧波有源負(fù)載牽引系統(tǒng)

傳統(tǒng)同向雙工器結(jié)構(gòu)使用低通濾波器將基波信號(hào)與諧波信號(hào)進(jìn)行分離，但是，隨著頻率的升高，濾波器使系統(tǒng)傳輸路徑的損耗增加。因此，本文根據(jù)窄帶90°電橋的頻率周期特性，搭建低損耗同向雙工器模塊，在不使用低通濾波器的情況下，將基波信號(hào)與諧波信號(hào)進(jìn)行分離。低損耗同向雙工器原理如圖5所示。圖5中，將2個(gè)90°電橋串聯(lián)，將待測(cè)器件輸出端信號(hào)從端口1輸入至雙工器，直流信號(hào)與奇數(shù)諧波從端口2輸出和注入，基波與奇次諧波從端口3輸出與注入，端口4為隔離端無信號(hào)輸出。通過低損耗同向雙工器能夠不通過濾波器將基波信號(hào)與諧波信號(hào)分離與合成。在此基礎(chǔ)之上，采用信號(hào)源與驅(qū)動(dòng)放大器在端口3和端口4注入信號(hào)，實(shí)現(xiàn)對(duì)待測(cè)器件的諧波負(fù)載牽引。

圖4 同向雙工器測(cè)試結(jié)果

圖5 低損耗同向雙工器工作原理

低損耗同向雙工器的主要依靠窄帶90°電橋的頻率周期特性原理來實(shí)現(xiàn)信號(hào)的分離與合成。對(duì)于90°電橋來說，當(dāng)耦合線的長(zhǎng)度與信號(hào)的1/4波長(zhǎng)匹配時(shí)，耦合端的插入損耗最小，此時(shí)直通端的插入損耗最大。而當(dāng)耦合線的長(zhǎng)度與信號(hào)的1/2波長(zhǎng)匹配時(shí)，耦合端的插入損耗最大，直通端的插入損耗最小，并隨著頻率增加持續(xù)循環(huán)。窄帶90°電橋的測(cè)試結(jié)果如圖6所示。

低損耗同向雙工器測(cè)試結(jié)果圖如7所示。從圖7可以看出：在實(shí)際測(cè)試中，基波與諧波的隔離度約為25 dB，雖不及傳統(tǒng)系統(tǒng)隔離度可以達(dá)到近40 dB，但仍很好地分離基波和諧波，并不會(huì)對(duì)多諧波負(fù)載牽引測(cè)試的結(jié)果產(chǎn)生明顯影響。這一方面是因?yàn)槎嘀C波有源負(fù)載牽引測(cè)試之前，需要進(jìn)行系統(tǒng)校準(zhǔn)，對(duì)系統(tǒng)內(nèi)基波和諧波的隔離度進(jìn)行表征，并作為初值加入到阻抗擬合算法中[8]；另外一方面諧波負(fù)載牽引測(cè)試時(shí)，功率放大器已經(jīng)進(jìn)入深度壓縮的工作狀態(tài)[9]。此時(shí)功率放大器輸出基波和諧波之間的功率差通常可至15～20 dBc，遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于系統(tǒng)本身的諧波隔離度。

圖6 窄帶90°電橋測(cè)試結(jié)果

圖7 低損耗同向雙工器測(cè)試結(jié)果

3 測(cè)試系統(tǒng)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文設(shè)計(jì)的基于低損耗同向雙工器的諧波有源負(fù)載牽引在片測(cè)試系統(tǒng)的可行性，搭建如圖1所示的諧波有源負(fù)載牽引在片測(cè)試系統(tǒng)。在2 GHz頻率下對(duì)圖8所示的GaAs HEMT器件進(jìn)行基波與諧波負(fù)載牽引測(cè)試，獲得器件在非線性區(qū)的大信號(hào)參數(shù)。

在負(fù)載牽引測(cè)試中，常見的大信號(hào)參數(shù)有增益PGain，輸出功率Pout，輸入功率Pin，資用輸入功率Pav，輸出效率Peff。其中部分大信號(hào)參數(shù)的計(jì)算公式如下[10]。

(1)

(2)

(3)

(4)

式中，a1，b1為器件輸入端的入射波和反射波，a2，b2為器件輸出端的入射波與反射波，V2，I2為器件輸出端的電壓與電流。

3.1 基波負(fù)載牽引測(cè)試

對(duì)器件進(jìn)行大信號(hào)負(fù)載牽引測(cè)試，首先需要在輸出端負(fù)載為50 Ω的條件下測(cè)試器件在不同輸入功率下的大信號(hào)參數(shù)，即對(duì)器件進(jìn)行功率掃描。器件功率掃描曲線如圖9所示。

圖8 GaAs HEMT器件實(shí)物圖

圖9 器件功率掃描曲線

由圖9可知：隨著輸入功率的增大，器件的輸出功率逐漸趨向飽和。并且隨著輸入功率的增加，器件增益開始?jí)嚎s，進(jìn)入非線性區(qū)。一般來說選擇在器件增益1 dB的輸入功率下進(jìn)行負(fù)載牽引測(cè)試。在得到器件的增益1 dB壓縮點(diǎn)后，在此輸入功率下對(duì)器件進(jìn)行基波負(fù)載牽引測(cè)試，目的是找出最大效率以及其對(duì)應(yīng)的基波阻抗點(diǎn)。通過器件基波負(fù)載牽引測(cè)試數(shù)據(jù)，通過史密斯圓圖上畫出等效率圓，給出測(cè)試結(jié)果如圖10所示。

通過負(fù)載牽引測(cè)試獲得器件的最佳阻抗點(diǎn)信息，在最大效率阻抗點(diǎn)下進(jìn)行功率掃描能夠得到器件在該頻率下的最大效率。功率掃描曲線如圖11所示。

圖10 器件基波負(fù)載牽引測(cè)試結(jié)果

圖11 器件基波最大效率點(diǎn)功率掃描曲線

由圖11可知：隨著輸入功率的增加器件的輸出功率逐漸飽和，器件的效率在達(dá)到最大后開始下降。通過以上測(cè)試數(shù)據(jù)得到器件在大信號(hào)工作狀態(tài)下的具體性能，最大效率阻抗點(diǎn)的幅值為0.31，角度為37.85°，通過在此阻抗點(diǎn)下進(jìn)行功率掃描，得到器件此偏壓2 GHz下的最大效率為58.53%。

3.2 諧波負(fù)載牽引測(cè)試

除了基波負(fù)載牽引測(cè)試之外，器件的諧波負(fù)載阻抗匹配同樣對(duì)器件的大信號(hào)參數(shù)產(chǎn)生影響，因此需要對(duì)器件進(jìn)行諧波負(fù)載牽引測(cè)試。采用本文設(shè)計(jì)的基于低損耗同向雙工器的諧波有源負(fù)載牽引系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)基波與二次諧波負(fù)載牽引。由于二次諧波阻抗匹配特性[11]，只需要將基波匹配在最佳阻抗點(diǎn)，二次諧波匹配在反射系數(shù)模值為0.9的圓上進(jìn)行諧波阻抗匹配即可獲得二次諧波的最佳阻抗點(diǎn)。測(cè)試結(jié)果如圖12所示。最大效率二次諧波最佳阻抗點(diǎn)的幅值為0.93，角度為9.32°。此時(shí)的器件效率為67.63%。此時(shí)，將器件的基波與二次諧波同時(shí)匹配到最佳效率阻抗點(diǎn)，進(jìn)行功率掃描，能夠得到器件的最大效率。

同時(shí)，為了對(duì)比本文設(shè)計(jì)的基于低損耗同向雙工器的諧波有源負(fù)載牽引系統(tǒng)與傳統(tǒng)諧波有源負(fù)載牽引系統(tǒng)，搭建傳統(tǒng)諧波有源負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)，對(duì)同一器件進(jìn)行基波與二次諧波負(fù)載牽引測(cè)試，最終得到器件匹配在基波與二次諧波同時(shí)匹配到最佳效率阻抗點(diǎn)下的功率掃描曲線。兩種系統(tǒng)的測(cè)試數(shù)據(jù)對(duì)比如圖13所示，通過對(duì)比可以發(fā)現(xiàn)，相比于只匹配基波阻抗點(diǎn)，器件的最大效率得到顯著的提高，說明諧波負(fù)載阻抗匹配的重要性。而兩種諧波有源負(fù)載牽引系統(tǒng)測(cè)得的器件匹配在基波與二次諧波同時(shí)匹配到最佳效率阻抗點(diǎn)下的功率掃描曲線基本重合，最終測(cè)得的器件最大效率值的差異在0.05%之內(nèi)，說明本文所設(shè)計(jì)的基于低損耗同向雙工器的諧波有源負(fù)載牽引系統(tǒng)的可行性和有效性。

圖12 器件諧波負(fù)載牽引測(cè)試結(jié)果

圖13 器件基波-二次諧波最大效率點(diǎn)功率掃描曲線

4 結(jié)束語

本文設(shè)計(jì)一種基于低損耗同向雙工器的諧波有源負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)。實(shí)驗(yàn)證明，根據(jù)90°電橋的基本特性可以對(duì)基波和諧波信號(hào)進(jìn)行分離，組成傳輸路徑損耗小，成本低，測(cè)試精度高的諧波負(fù)載牽引測(cè)試系統(tǒng)，對(duì)功率放大器的輸出功率和效率進(jìn)行進(jìn)一步的優(yōu)化。相對(duì)于毫米波頻段，傳統(tǒng)負(fù)載牽引系統(tǒng)由于插損過大，難以在實(shí)際中進(jìn)行廣泛應(yīng)用，本文所述測(cè)試系統(tǒng)在毫米波以上頻段具有較大的優(yōu)越性，在非線性半導(dǎo)體器件建模、功率放大器設(shè)計(jì)、測(cè)試驗(yàn)證等方面有著廣泛的應(yīng)用前景。