宇航寬輸入高效率低壓大電流二次電源的研究

吳建超，劉密，陳廣軍，趙文杰，陳永剛，萬(wàn)成安

1. 北京衛(wèi)星制造廠有限公司，北京 100094 2. 北京空間電源變換與控制工程研究中心，北京 100080

新一代高性能V7 FPGA已逐步在衛(wèi)星上推廣應(yīng)用，其核電壓低至1 V，工作電流高達(dá)40～60 A，對(duì)供電電源效率提出更高的要求。宇航電源為滿足抗總劑量和抗單粒子的指標(biāo)要求，必須采用抗輻射功率VDMOS。因采用抗輻射加固措施，導(dǎo)致抗輻射VDMOS的開(kāi)關(guān)特性、體二極管反向恢復(fù)特性遠(yuǎn)差于同規(guī)格工業(yè)級(jí)非抗輻射功率MOS[1-2]，短期內(nèi)通過(guò)工藝改進(jìn)提升VDMOS的開(kāi)關(guān)性能并不現(xiàn)實(shí)，因此優(yōu)化、改進(jìn)主功率拓?fù)涑蔀樘嵘娫葱实年P(guān)鍵。

目前進(jìn)口與國(guó)產(chǎn)宇航電源模塊均采用三繞組復(fù)位正激電路，最大輸出電流一般不超過(guò)16 A，滿載效率僅為80%左右[3]。應(yīng)對(duì)30 A的需求，即使進(jìn)行雙路并聯(lián)，損耗也高達(dá)37.5 W。文獻(xiàn)[4]提出一種單端正激交錯(cuò)并聯(lián)電路，可以一定程度提高輸出電流，但是副邊仍采用二極管整流，且并非兩路續(xù)流管完整交錯(cuò)，續(xù)流管損耗極大，實(shí)際效率基本沒(méi)有提升；文獻(xiàn)[5]提出一種交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器，副邊采用同步整流技術(shù)，對(duì)提高效率有幫助，但是每一路雙管正激工作占空比不能超過(guò)50%，很難對(duì)寬輸入電壓范圍進(jìn)行整體效率優(yōu)化，另外該電路存在同步整流輕載/空載工況下電感電流反向帶來(lái)的續(xù)流管電壓尖峰過(guò)沖問(wèn)題，電路可靠性低。SYNQOR公司提出一種BUCK+電流型推挽的級(jí)聯(lián)式DC/DC變換器[6]，由于副邊MOS管電壓應(yīng)力小，且與輸入電壓無(wú)關(guān)，因此可選用低耐壓MOS管進(jìn)行同步整流，同時(shí)可以在寬輸入電壓范圍內(nèi)獲得較高的效率。但該電路需要高性能PWM控制器產(chǎn)生復(fù)雜的發(fā)波邏輯，目前無(wú)廠家發(fā)布對(duì)應(yīng)的宇航抗輻射PWM控制器，導(dǎo)致其暫時(shí)難以實(shí)現(xiàn)宇航工程化應(yīng)用。工業(yè)上常用的LLC及其衍生拓?fù)?，雖然可以實(shí)現(xiàn)ZVS軟開(kāi)關(guān)[7-8]，但電源效率的提高仍主要依賴于MOS管性能的提升，抗輻射VDMOS的門極寄生電荷數(shù)十倍于同規(guī)格的工業(yè)級(jí)MOS，電路中需要很大的無(wú)功環(huán)流才能實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，因此實(shí)際對(duì)效率的提升有限；另外由于存在兩只MOS管的串聯(lián)橋臂，在空間輻射環(huán)境中MOS管Vgs閾值電壓發(fā)生變化，容易引起橋臂直通，電路可靠性低，因此LLC及其他橋式拓?fù)湓谟詈诫娫粗休^少應(yīng)用[9]。

本文從主功率電路拓?fù)溥x型、模態(tài)分析、電路仿真等方面對(duì)宇航寬輸入低壓大電流電源進(jìn)行研究，以一臺(tái)5 V/30 A電源為例給出主功率及控制電路參數(shù)設(shè)計(jì)，最后給出仿真及電源樣機(jī)的實(shí)測(cè)結(jié)果。結(jié)果表明樣機(jī)效率可達(dá)90%以上，電源的各項(xiàng)穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)特性良好，可靠性高，該拓?fù)溥m用于宇航應(yīng)用環(huán)境。

1 諧振復(fù)位交錯(cuò)并聯(lián)同步整流正激工作模態(tài)分析

1.1 主功率拓?fù)溥x型分析

為保證電源的可靠性，在正激族變換器中選擇合適的拓?fù)鋄10-12]。對(duì)于正激變換器，增大工作占空比對(duì)減小損耗具有直接的影響。正激類變換器的穩(wěn)態(tài)增益為：

(1)

式中：Vout為輸出電壓；Vin為輸入電壓；D為工作占空比；n為變壓器原副邊匝比。維持輸入、輸出電壓不變，隨著占空比D的增加，變壓器匝比n等比例增大，增大匝比可以減小原邊MOS管電流峰值，從而減小MOS管開(kāi)關(guān)損耗，提高變換器的效率。

在正激類拓?fù)渲?，諧振復(fù)位和有源鉗位正激變換器的工作占空比可大于50%，因此是高效率電源的優(yōu)選拓?fù)?。二者的綜合性能對(duì)比如表1所示。

表1 諧振復(fù)位和有源鉗位正激變換器對(duì)比

基于以上對(duì)比可以看出，諧振復(fù)位正激變換器的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)小信號(hào)特性均非常優(yōu)越，且易于工程實(shí)現(xiàn)[13-14]。為滿足大電流和高效率的需求，在單路諧振復(fù)位正激電路的基礎(chǔ)上進(jìn)行交錯(cuò)并聯(lián)改進(jìn)，同時(shí)對(duì)傳統(tǒng)的同步整流發(fā)波邏輯進(jìn)行改進(jìn)，以解決同步整流輕載/空載工況下電感電流反向帶來(lái)的續(xù)流管電壓尖峰過(guò)沖問(wèn)題，提高電路可靠性，使同步整流技術(shù)在宇航電源中能夠真正得到應(yīng)用。

1.2 工作模態(tài)分析

諧振復(fù)位交錯(cuò)并聯(lián)同步整流正激變換器主電路拓?fù)淙鐖D1所示。第一路正激變換器包括主功率管Q1、高頻變壓器T1、副邊整流管R1、續(xù)流管S1、輸出濾波電感L1，Lm1為T1原邊激磁電感，Clump1為折算到原邊的等效寄生電容，T1匝比n=Np：Ns。第二路電路結(jié)構(gòu)相同，均以后綴2區(qū)分。兩路變換器在輸入側(cè)和輸出側(cè)并聯(lián)，共用輸入電容Cin和輸出電容Cout，Rload為等效負(fù)載。變壓器T1和T2的匝數(shù)及匝比相同。

電路的模態(tài)分析基于以下假設(shè)：

1)開(kāi)關(guān)器件為理想器件，忽略導(dǎo)通壓降，MOS管寄生電容相等，Clump1=Clump2；

2)輸入輸出電容足夠大，能維持輸入電壓、輸出電壓為穩(wěn)定直流；

3)電感電容為無(wú)損耗理想儲(chǔ)能元器件，電感量L1=L2；

4)忽略變壓器漏感對(duì)電路的影響。

圖1 諧振復(fù)位交錯(cuò)并聯(lián)同步整流正激變換器Fig.1 Resonantreset interleaved forward converter with synchronous rectifier

采用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，兩路變換器開(kāi)關(guān)頻率嚴(yán)格同步，主功率管導(dǎo)通時(shí)間相位相差180°。為保證變壓器能夠復(fù)位，設(shè)定主功率占空比D≤0.75，以0.5

圖2 主要工作波形Fig.2 Key waveforms

模態(tài)1(t0～t1)：等效電路如圖3所示。Q1從t0時(shí)刻開(kāi)始導(dǎo)通，由于D>0.5，Q2仍處于導(dǎo)通狀態(tài)，R1、R2導(dǎo)通，S1、S2關(guān)斷。兩路電源均通過(guò)變壓器從原邊向副邊傳遞能量。激磁電流ILm1、ILm2和電感電流IL1、IL2均線性上升。主功率MOS的電流等于激磁電流和電感電流折算到原邊電流之和。

圖3 開(kāi)關(guān)模態(tài)1/5 (t0～t1/t7～t8) 等效電路Fig.3 Circuit operation diagram during t0～t1/t7～t8

模態(tài)2(t1～t3)：等效電路如圖4所示。Q2在t1時(shí)刻關(guān)斷，原本流入Q2漏級(jí)的電流流向電容Clump2，該電流等于副邊電流折算到原邊電流和激磁電流之和，直至t2時(shí)刻VdsQ2=Vin?？紤]到t1～t2時(shí)間很短，可近似認(rèn)為電容充電電流恒定，Q2漏級(jí)電壓變化率為：

(2)

(3)

在t2時(shí)刻T2變壓器原邊電壓降低為0 V，整流管R2關(guān)斷，電感電流IL2通過(guò)續(xù)流管S2的體二極管續(xù)流，直至t3時(shí)刻S2開(kāi)通。

圖4 開(kāi)關(guān)模態(tài)2 (t1～t3) 等效電路Fig.4 Circuit operation diagram during t1～t3

模態(tài)3(t3～t5)：等效電路如圖5所示。T2變壓器去磁及反向勵(lì)磁，Q2的DS等效電容Clump2與激磁電感Lm2產(chǎn)生諧振，使ILm2電流過(guò)零并反向。VdsQ2電壓為正弦波波形，諧振頻率為：

(4)

DS等效電容Clump2：

(5)

式中：Coss為Q2的輸出電容；CS為副邊S2的輸出電容；CT為變壓器原邊寄生電容。在t4時(shí)刻，Q2的DS電壓達(dá)到最大值Vdsmax，此時(shí)激磁電流ILm2剛好穿過(guò)零點(diǎn)，磁芯復(fù)位。Vdsmax為：

(6)

t4～t5過(guò)程中，Q2的DS電壓從最大值向Vin變化，激磁電流ILm2反向，使變壓器BH曲線進(jìn)入第III象限，反向勵(lì)磁。

圖5 開(kāi)關(guān)模態(tài)3 (t3～t5) 等效電路Fig.5 Circuit operation diagram during t3～t5

模態(tài)4(t5～t7)：等效電路如圖6所示。Q2的漏極電壓在t5時(shí)刻達(dá)到并維持在Vin，副邊整流管R2的體二極管導(dǎo)通，激磁電流ILm2達(dá)到負(fù)向最大值并通過(guò)副邊進(jìn)行續(xù)流，由于R2和S2同時(shí)導(dǎo)通，變壓器副邊被短路，ILm2維持負(fù)向最大值不變，此過(guò)程直至t7時(shí)刻Q2開(kāi)通結(jié)束。在Q2開(kāi)通前的t6時(shí)刻，關(guān)斷續(xù)流管S2，并驅(qū)動(dòng)R2完全導(dǎo)通。傳統(tǒng)的同步整流控制在t7時(shí)刻之后才開(kāi)通R2，這是本方案相比傳統(tǒng)同步整流的改進(jìn)之處，目的是在電感電流反向時(shí)，關(guān)斷續(xù)流管的同時(shí)開(kāi)通整流管，能給電感電流一個(gè)反向的續(xù)流通路，防止續(xù)流管Vds電壓產(chǎn)生過(guò)沖尖峰。

圖6 開(kāi)關(guān)模態(tài)4 (t5～t7) 等效電路Fig.6 Circuit operation diagram during t5～t7

模態(tài)5(t7～t8)：等效電路如圖3所示。等效電路與模態(tài)1相同，直至Q1關(guān)斷結(jié)束。

模態(tài)6(t8～t9)：等效電路如圖7所示。第一路正激的工作原理與模態(tài)2中分析的第二路正激相同。

模態(tài)7(t9～t11)：等效電路如圖8所示。第一路正激的工作原理與模態(tài)3中分析的第二路正激相同。

模態(tài)8(t11～t13)：等效電路如圖9所示。第一路正激的工作原理與模態(tài)4中分析的第二路正激相同。

圖7 開(kāi)關(guān)模態(tài)6 (t8～t9) 等效電路Fig.7 Circuit operation diagram during t8～t9

圖8 開(kāi)關(guān)模態(tài)7 (t9～t11) 等效電路Fig.8 Circuit operation diagram during t9～t11

圖9 開(kāi)關(guān)模態(tài)8 (t11～t13) 等效電路Fig.9 Circuit operation diagram during t11～t13

2 電路參數(shù)設(shè)計(jì)與仿真

2.1 電路參數(shù)設(shè)計(jì)

基于本文提出的拓?fù)?，設(shè)計(jì)一臺(tái)5 V/30 A的電源樣機(jī)，電源輸入電壓工作范圍20～50 V，可以兼容28 V和42 V母線，30 A滿載效率不低于90%。

主功率電路的設(shè)計(jì)要結(jié)合諧振電容、激磁電感、開(kāi)關(guān)頻率fs、工作占空比和Vds耐壓最大值綜合設(shè)計(jì)電路參數(shù)，基于上文的模態(tài)分析，推導(dǎo)得到參數(shù)計(jì)算公式：

(7)

(8)

Vds_max=Vres+Vin_max

(9)

MOS管的結(jié)電容Coss隨Vds電壓呈非線性變化，為提高諧振復(fù)位的可靠性，可先在Q1兩端并聯(lián)一個(gè)電容Cr，使其遠(yuǎn)大于節(jié)結(jié)電容Coss，然后再調(diào)節(jié)變壓器原邊激磁電感量Lm，使之滿足式(7)的要求，由于Cr?Coss，所以只要能控制住激磁電感和外加電容的容差，就可以保證產(chǎn)品批量生產(chǎn)時(shí)諧振特性的一致性。式(8)為諧振電容的AC諧振電壓峰值，式(9)為主功率管的Vds電壓最大值。除了要確保變壓器滿足基本的磁復(fù)位要求，還要保證MOS管的DS電壓滿足電壓降額要求。主功率電路參數(shù)計(jì)算及器件選型如表2所示。

表2 諧振復(fù)位正激變換器參數(shù)匯總表

2.2 仿真分析

基于閉環(huán)仿真模型得到如圖10～圖13所示的仿真波形。圖10為20 V輸入滿載仿真波形，主管占空比61.46%，變壓器實(shí)現(xiàn)完整磁復(fù)位，主管Vds電壓峰值為74 V。

圖10 20 V輸入滿載仿真波形Fig.10 Simulation curves (Vin=20 V，Iout=30 A)

圖12為同步整流采用傳統(tǒng)發(fā)波邏輯在空載條件下的仿真波形，由于續(xù)流管關(guān)斷之前電感電流已經(jīng)反向，續(xù)流管驅(qū)動(dòng)關(guān)閉后經(jīng)過(guò)一定的死區(qū)時(shí)間原邊主管和整流管才同時(shí)開(kāi)通，此時(shí)一旦關(guān)斷續(xù)流管，反向電感電流沒(méi)有續(xù)流通路，只能給續(xù)流管的DS結(jié)電容充電，導(dǎo)致續(xù)流管Vds電壓過(guò)沖達(dá)到91 V，超過(guò)額定耐壓60 V，存在過(guò)壓擊穿的風(fēng)險(xiǎn)，降低電路可靠性。圖13為采用本文提出的改進(jìn)同步整流發(fā)波邏輯的仿真波形，在關(guān)斷續(xù)流管的同時(shí)開(kāi)通整流管，經(jīng)過(guò)一定的死區(qū)時(shí)間后再開(kāi)通原邊主管。改進(jìn)的發(fā)波邏輯不會(huì)影響主電路的正常工作，同時(shí)可以為反向電感電流提供續(xù)流通路，從而可以有效消除電壓尖峰過(guò)沖，續(xù)流管電壓平臺(tái)維持在21 V。

圖11 50 V輸入滿載仿真波形Fig.11 Simulation curves (Vin=50 V，Iout=30 A)

圖12 傳統(tǒng)發(fā)波邏輯空載仿真波形Fig.12 Traditional PWM logic no load curves

圖13 改進(jìn)發(fā)波邏輯空載仿真波形Fig.13 Improved PWM logic no load curves

3 試驗(yàn)驗(yàn)證

樣機(jī)實(shí)物如圖14所示。

圖14 5 V/30 A 150 W宇航級(jí)二次電源樣機(jī)Fig.14 Prototype of 5 V/30 A 150 W aerospace secondary power supply

圖15所示為常溫條件下，輸入電壓分別為28 V和42 V的實(shí)測(cè)效率曲線。28 V/20 A時(shí)達(dá)到峰值效率為91.8%，30 A滿載效率為90.9%。同規(guī)格進(jìn)口二次電源輸出15 A時(shí)效率僅為80%左右，采用雙路并聯(lián)輸出30 A時(shí)的損耗高達(dá)37.5 W，國(guó)產(chǎn)電源樣機(jī)損耗僅為15 W，損耗減小高達(dá)22.5 W。

圖15 效率曲線Fig.15 Efficiency curve

圖16為28 V輸入、滿載工況下的原邊MOS管的DS電壓波形，實(shí)測(cè)Vds電壓峰值為76 V，穩(wěn)態(tài)應(yīng)力滿足宇航降額標(biāo)準(zhǔn)。占空比穩(wěn)定無(wú)抖動(dòng)。

圖16 穩(wěn)態(tài)Vds電壓波形Fig.16 Curve of Vds

從圖17可以看出，當(dāng)負(fù)載電流從滿載向空載進(jìn)行跳變時(shí)，電感電流在過(guò)零后繼續(xù)反向過(guò)沖，在關(guān)斷續(xù)流管的同時(shí)立刻開(kāi)通整流管，可以確保續(xù)流管的Vds電壓無(wú)過(guò)沖尖峰，實(shí)測(cè)波形與仿真波形可以很好地對(duì)應(yīng)。

圖17 同步整流管Vds波形Fig.17 Curve of SR Vds

圖18為電源進(jìn)行50%-100%-50%負(fù)載階躍波形。輸出電壓的波動(dòng)峰峰值為250 mV，恢復(fù)時(shí)間小于100 μs，電源具有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。

圖19為輸出電壓滿載啟機(jī)波形。啟機(jī)時(shí)間約為2 ms，輸出電壓?jiǎn)握{(diào)建立且無(wú)過(guò)沖震蕩。

通過(guò)以上實(shí)測(cè)結(jié)果可以看出，新研國(guó)產(chǎn)宇航級(jí)5 V/30 A電源效率首次超過(guò)90%，相比進(jìn)口同規(guī)格模塊電源，樣機(jī)效率有超過(guò)10個(gè)點(diǎn)的提升，效率優(yōu)勢(shì)極為明顯。電源的各項(xiàng)穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)特性良好，可靠性高。效率的提升對(duì)于降低整星功耗和重量、提高衛(wèi)星供配電單元功率密度具有十分重要的意義。

圖18 50%-100%-50%負(fù)載階躍波形Fig.18 Curve of load transient (50% and 100%)

圖19 開(kāi)機(jī)輸出電壓波形Fig.19 Curve of Vout during turn-on

4 結(jié)束語(yǔ)

通過(guò)實(shí)際測(cè)試得到如下結(jié)論：

1)當(dāng)輸出電流超過(guò)10 A時(shí)，傳統(tǒng)電源采用的二極管整流成為限制效率提高的關(guān)鍵因素。同步整流技術(shù)對(duì)提高電源效率具有明顯的作用，同時(shí)必須解決好同步整流輕載/空載可靠性問(wèn)題，否則容易導(dǎo)致續(xù)流管過(guò)壓失效。

2)基于現(xiàn)有的抗輻射同步整流MOS管的性能，單路輸出超過(guò)15 A后效率則開(kāi)始出現(xiàn)降低。因此針對(duì)30 A及以上的應(yīng)用，采用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，可以使單路工作在效率最優(yōu)點(diǎn)。

3)合理地選擇主功率電路及優(yōu)化電路參數(shù)，可以進(jìn)一步提高電源效率。諧振復(fù)位正激電路相比三繞組復(fù)位正激電路可以實(shí)現(xiàn)更高的效率，因此是優(yōu)選拓?fù)?。同時(shí)必須對(duì)磁復(fù)位諧振參數(shù)進(jìn)行合理設(shè)計(jì)，防止變壓器在極端工況出現(xiàn)磁飽和。

4)未來(lái)可以采用磁集成技術(shù)[15]，將輸出端的兩只電感進(jìn)行集成，以進(jìn)一步減小電源體積，提高電源功率密度。