基于平衡饋電的倍頻程寬波束緊縮場(chǎng)饋源*

張 雪，王正鵬

（北京航空航天大學(xué)電子信息工程學(xué)院 北京 100191）

引 言

緊縮場(chǎng)測(cè)試技術(shù)是一種國際先進(jìn)的室內(nèi)測(cè)量技術(shù)，在通信、國防、航空航天等領(lǐng)域發(fā)揮著不可替代的作用[1]。為了獲得更高的測(cè)試精度和測(cè)試效率，緊縮場(chǎng)饋源一直朝著寬帶、寬波束、低交叉極化、穩(wěn)定的相位中心發(fā)展[2]。在寬頻帶測(cè)試中，寬帶饋源可以減少更換饋源的次數(shù)，避免因更換饋源導(dǎo)致的測(cè)試精度下降等問題。波紋喇叭是一種比較常見的緊縮場(chǎng)饋源，具有對(duì)稱的遠(yuǎn)場(chǎng)方向圖和穩(wěn)定的相位中心，但其典型工作帶寬為1.5:1[3]，因此，一般作為標(biāo)準(zhǔn)波段饋源使用。四脊喇叭因其寬帶特性被廣泛研究，但其缺點(diǎn)在于，隨著頻率的升高，波束寬度急劇變窄，方向圖在高頻時(shí)容易出現(xiàn)不對(duì)稱、主瓣分裂等情況[4,5]。平衡饋電技術(shù)可以提高喇叭內(nèi)基模的純度，利于實(shí)現(xiàn)帶寬，通常在圓波導(dǎo)喇叭中比較常見[6]，近年來，該技術(shù)越來越多地被應(yīng)用于脊喇叭天線中，在拓展了帶寬的同時(shí)也改善了波束的對(duì)稱性[7]。文獻(xiàn)[8]介紹了一種基于倒脊的平衡饋電方法，這種方法更利于匹配，但其設(shè)計(jì)的饋源工作帶寬為一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)波段，不適合作為寬帶寬波束的緊縮場(chǎng)饋源。此外，正交模式轉(zhuǎn)換器（OMT）是一種利于雙極化設(shè)計(jì)，可以實(shí)現(xiàn)優(yōu)異的極化隔離的饋電方式，但依然存在著帶寬受限的問題，工作帶寬一般為1.5:1[9]。本文設(shè)計(jì)了一種工作在4GHz～8GHz的基于平衡饋電的中心脊波紋喇叭饋源天線，該天線具有低駐波、寬波束、低交叉極化等優(yōu)點(diǎn)，能夠很好地滿足緊縮場(chǎng)饋源的要求。

1 天線設(shè)計(jì)

1.1 平衡饋電

平衡饋電結(jié)構(gòu)如圖3所示，四個(gè)同軸探針分別從喇叭壁的外側(cè)饋入，外導(dǎo)體連接喇叭壁，內(nèi)導(dǎo)體與十字形中心脊的四個(gè)脊片的連接點(diǎn)旋轉(zhuǎn)對(duì)稱，由180°電橋產(chǎn)生兩路等幅反相的差分信號(hào)，通過向一對(duì)對(duì)立的端口（比如端口1和端口2）饋入，實(shí)現(xiàn)平衡饋電。這種饋電方法可以提高激勵(lì)時(shí)基模的純度，抑制高次模的產(chǎn)生，并且由于其結(jié)構(gòu)具有旋轉(zhuǎn)對(duì)稱性，因此，不存在因饋電結(jié)構(gòu)差異導(dǎo)致的兩個(gè)極化方向上性能的差別，在設(shè)計(jì)時(shí)只需要考慮其中一個(gè)極化方向，大大減小了設(shè)計(jì)復(fù)雜度。

饋電部分的設(shè)計(jì)是饋源實(shí)現(xiàn)寬帶低駐波的關(guān)鍵。設(shè)計(jì)的同軸探針內(nèi)導(dǎo)體直徑為0.64mm，外導(dǎo)體直徑為1.371mm，輸入阻抗約為50Ω。中心脊波導(dǎo)的脊片與圓錐形外壁結(jié)構(gòu)可近似看作微帶線，因此，圓錐喇叭外壁與脊片之間的距離和脊片寬度對(duì)中心脊波導(dǎo)的阻抗的影響非常大。仿真表明，在饋電位置處，喇叭外壁與中心脊的間距應(yīng)盡可能小。脊片寬度通?？梢匀ˇ薽/10左右（λm為中心頻率對(duì)應(yīng)波長），可以通過掃描參數(shù)來確定最優(yōu)值。同軸探針通常距離短路板約λm/4。經(jīng)過優(yōu)化，最終設(shè)計(jì)的參數(shù)d=1.52mm，g=4.57mm，能夠使饋源具有比較好的駐波特性，實(shí)現(xiàn)了同軸探針阻抗到中心脊波導(dǎo)阻抗的過渡。

圖1 饋源實(shí)物照片F(xiàn)ig.1 The photo of the feed

4GHz～8GHz平衡饋電中心脊波紋喇叭的實(shí)物如圖1所示。圖2是中心脊喇叭饋源的剖面圖，饋源由平衡饋電結(jié)構(gòu)、圓錐形喇叭壁、十字形中心脊、軸向波紋槽和底部的圓臺(tái)腔體構(gòu)成。整體設(shè)計(jì)可以分為兩個(gè)部分，一個(gè)是從同軸探針到中心脊波導(dǎo)的阻抗匹配，一個(gè)是中心脊波導(dǎo)到自由空間的傳輸。

圖2 中心脊喇叭剖面圖Fig.2 The profile of central quad-ridged horn

1.2 中心脊波導(dǎo)

中心脊波導(dǎo)由外側(cè)的圓錐形喇叭壁和中間的十字形中心脊構(gòu)成。圖4是十字形中心脊的幾何結(jié)構(gòu)，主要分為饋電段和過渡段兩部分。饋電段的脊曲線為與x軸平行的直線段，用于同軸探針向中心脊波導(dǎo)的轉(zhuǎn)換；過渡段的主體脊曲線為指數(shù)函數(shù)和一次函數(shù)的組合（如圖4中紅色曲線所示），頂部疊加四棱錐，用于中心脊波導(dǎo)向自由空間過渡。

圖3 中心脊平衡饋電結(jié)構(gòu)Fig.3 Central quad-ridged balanced feed

圖4 十字形中心脊Fig.4 Cross central quad-ridge

中心脊與圓錐喇叭壁的間距和脊片寬度是決定中心脊波導(dǎo)阻抗的關(guān)鍵參數(shù)，為了使中心脊波導(dǎo)的阻抗能夠平滑地過渡到自由空間阻抗，需要在喇叭傳播方向上設(shè)計(jì)合適的中心脊與圓錐喇叭壁間距，在這里我們采用調(diào)節(jié)喇叭壁的錐度和中心脊過渡段的脊曲線的方法。圖中紅色脊曲線的函數(shù)表達(dá)式為y=aekx+bx-a，其中，參數(shù)k決定了脊曲線的張開速度，k越大，張角越大，對(duì)應(yīng)中心脊的軸線長度就越短；k越小，張角越小，對(duì)應(yīng)中心脊的軸線長度越長，參數(shù)a、b也能控制脊曲線的變化。因此，我們對(duì)圓錐喇叭壁的長度、錐度和脊曲線進(jìn)行了優(yōu)化。對(duì)于脊曲線的優(yōu)化參數(shù)k，k較小，即中心脊的軸線長度較長時(shí)，利于形成較低的駐波，在優(yōu)化圓錐喇叭壁的同時(shí)，還需要考慮喇叭長度和口面直徑對(duì)波束寬度的影響，口面過大不利于實(shí)現(xiàn)寬波束，經(jīng)過優(yōu)化后的中心脊略高于圓錐喇叭口面，天線的口面直徑W為54.96mm，喇叭壁長度L為131.8mm。

對(duì)于中心脊波導(dǎo)，與傳統(tǒng)的四脊波導(dǎo)喇叭拓展帶寬的原理類似，中心脊的加載也可以降低圓錐波導(dǎo)喇叭主模的截止頻率，提高天線的帶寬。截止頻率較低的前三個(gè)模式分別為TE11模式、TE21L模式和TE21U模式，主模為TE11模。圖5展示的是中心脊波導(dǎo)這三個(gè)模式的電場(chǎng)和磁場(chǎng)分布，與傳統(tǒng)的四脊圓波導(dǎo)有著明顯的不同，TE21L模和TE21U模與設(shè)計(jì)的激勵(lì)不符合，是很難被激勵(lì)起來的。為了分析平衡饋電中心脊波導(dǎo)喇叭的帶寬性能，研究了前三種模式截止頻率隨脊波導(dǎo)高度變化的關(guān)系。圖6中喇叭高度以饋電位置為參考平面，可以看到TE21L模和TE21U模出現(xiàn)了分離，很好地抑制了TE21L模，獲得寬帶特性。

圖5 中心脊波導(dǎo)三個(gè)模式的電場(chǎng)分布和磁場(chǎng)分布Fig.5 The electrical field and magnetic field distributions of three modes in the central quad-ridge waveguide

1.3 軸向波紋槽

波紋槽是一種扼流結(jié)構(gòu)，可以改變喇叭口面邊緣的電流分布，從而影響輻射性能。如圖2所示，Part A代表軸向波紋槽，軸向波紋槽加載在圓錐喇叭壁的口面邊緣。為了更好地調(diào)節(jié)所設(shè)計(jì)的中心脊喇叭饋源的輻射模式，在頻帶范圍內(nèi)拓寬和穩(wěn)定波束寬度，選取槽的個(gè)數(shù)為三個(gè)，其深度都接近4GHz對(duì)應(yīng)波長的四分之一，且最靠近喇叭中心的槽最深，向外槽深依次減小，在優(yōu)化好槽深之后，波束寬度的穩(wěn)定主要依靠波紋槽寬度的選擇。經(jīng)過嚴(yán)格優(yōu)化，最終設(shè)計(jì)的饋源在頻帶范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了寬波束。

2 仿真與測(cè)試結(jié)果分析

饋源的設(shè)計(jì)階段使用全波仿真軟件CST-MWS進(jìn)行仿真和優(yōu)化，最終設(shè)計(jì)的饋源被加工并對(duì)其進(jìn)行了測(cè)試，雖然該饋源結(jié)構(gòu)具有旋轉(zhuǎn)對(duì)稱性，但實(shí)際因加工和測(cè)試設(shè)備的原因可能會(huì)導(dǎo)致兩個(gè)極化的測(cè)量結(jié)果不完全一致。根據(jù)仿真和測(cè)試結(jié)果進(jìn)行以下分析。

2.1 駐波和隔離度

圖6 三個(gè)模式的截止頻率與喇叭高度的關(guān)系Fig.6 The cut-off frequency of three modes in the horn versus the horn length

圖7給出的是所設(shè)計(jì)饋源在兩個(gè)極化方向上的駐波和端口隔離度結(jié)果。該饋源在整個(gè)頻帶內(nèi)VSWR<1.9，在大部分頻帶范圍內(nèi)VSWR<1.6，展示出較好的低駐波特性。仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果在趨勢(shì)上是吻合的，但是，由于實(shí)測(cè)結(jié)果中包含了180°電橋和連接電纜，實(shí)測(cè)結(jié)果比仿真結(jié)果略差。同時(shí)，端口的實(shí)測(cè)隔離度優(yōu)于-45dB，結(jié)果也略差于仿真結(jié)果。

圖7 饋源VSWR和隔離度Fig.7 VSWR and isolation of the feed

2.2 波束寬度

饋源的-3dB波束寬度測(cè)試結(jié)果如圖8所示，在整個(gè)頻帶范圍內(nèi)，饋源的–3dB波束寬度都大于51.5°，實(shí)現(xiàn)了寬波束的性能，同時(shí)，在整個(gè)頻帶內(nèi)，波束比較穩(wěn)定，兩個(gè)平面的波束范圍在51.5°至62°之間，有利于提升測(cè)試效率。

圖8 饋源測(cè)試-3dB波束寬度Fig.8 -3dB beamwidth of the feed

2.3 輻射方向圖和交叉極化

本文對(duì)E面和H面的主極化方向圖和交叉極化方向圖做了測(cè)試，并將兩個(gè)平面測(cè)試的主極化與仿真結(jié)果進(jìn)行了對(duì)比，對(duì)所有結(jié)果進(jìn)行歸一化處理，結(jié)果如圖9所示。從圖中可以看出，兩個(gè)平面的主極化測(cè)試與仿真結(jié)果比較一致，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的準(zhǔn)確性，E面和H面交叉極化<-30dB，擁有比較低的交叉極化。

2.4 相位中心

以E面4GHz相位中心為參考點(diǎn)，從圖10中可以看到，饋源仿真的相位中心變化范圍<0.32λ（λ為4GHz對(duì)應(yīng)的波長），相位中心比較穩(wěn)定。

圖9 饋源歸一化測(cè)試和仿真方向圖Fig.9 Normalized measured and simulated radiation patterns of the feed

圖10 饋源仿真相位中心Fig.10 The simulated phase center of the feed

3 結(jié)束語

本文設(shè)計(jì)并加工測(cè)試了一個(gè)4GHz～8GHz的低駐波、寬波束緊縮場(chǎng)饋源。通過平衡饋電中心脊波導(dǎo)，減小了饋電段的頻率敏感性，抑制了高次模式的產(chǎn)生，從而拓展了帶寬，提升了饋源的駐波性能。與傳統(tǒng)四脊喇叭相比，該饋源結(jié)構(gòu)簡單，更易于加工。在喇叭口面位置處加載了三個(gè)軸向波紋槽，調(diào)節(jié)三個(gè)槽的深度和寬度可以很好地提高和均衡饋源的波束寬度。測(cè)試結(jié)果表明，饋源實(shí)現(xiàn)了低駐波和寬波束，在4GHz～8GHz范圍內(nèi)VSWR<1.9，-3dB波束寬度>51.5°，并且擁有比較低的交叉極化和穩(wěn)定的相位中心，E面和H面交叉極化<-30dB，相位中心變化<0.32λ，是一個(gè)性能優(yōu)異的寬帶緊縮場(chǎng)饋源，有較好的實(shí)際工程應(yīng)用價(jià)值。