一種基于并聯(lián)MZM循環(huán)頻移環(huán)路的多載頻信號生成方法①

蔣 煒，譚慶貴，張 武，龔靜文，李小軍

(中國空間技術(shù)研究院西安分院 空間微波技術(shù)國家級重點實驗室，西安 710000)

0 引言

隨著衛(wèi)星通信技術(shù)的發(fā)展，衛(wèi)星通信頻段覆蓋的范圍也越來越寬。早期衛(wèi)星通信所使用的頻段多為C頻段，隨后向下拓展至L頻段和S頻段，向上又拓展到Ku頻段和Ka頻段甚至V頻段，衛(wèi)星通信正向多功能并存、多頻段并存、多帶寬并存、多通道并存的方向發(fā)展。衛(wèi)星通信頻段的擴(kuò)展及通信業(yè)務(wù)的增加要求構(gòu)建多頻段一體化射頻前端，實現(xiàn)不同頻段、不同帶寬、不同通信方式的有機(jī)結(jié)合和多業(yè)務(wù)通用化處理。當(dāng)前的射頻前端主要用傳統(tǒng)的微波技術(shù)實現(xiàn)本振信號生成饋送及變頻，其電子技術(shù)瓶頸使得射頻前端多本振信號生成饋送及大動態(tài)變頻能力受限，無法滿足多頻段一體化射頻前端應(yīng)用需求，微波光子一體化射頻前端則可以很好的解決現(xiàn)有衛(wèi)星射頻前端面臨的問題，成為當(dāng)前衛(wèi)星通信一種潛在的技術(shù)手段。在微波光子一體化射頻前端中，本振源作為不可或缺的模塊，為射頻前端中的參考源、發(fā)射部分、接收部分等提供頻率參考。為滿足微波光子一體化射頻前端的多頻段、多業(yè)務(wù)通用化處理需求，需同時提供多個載頻信號作為參考，且這些載頻信號具有較好的幅度一致性，這無疑對多載頻、高平坦度、高邊帶抑制比和頻率靈活可調(diào)的多載頻本振源提出了挑戰(zhàn)。

當(dāng)前采用光頻梳作為多載頻信號生成的主流方法包括鎖模激光器、電光調(diào)制器級聯(lián)及循環(huán)頻移環(huán)路三種。其中，基于鎖模激光器的方法[1]可生成大帶寬的多個頻梳，但調(diào)諧范圍有限，穩(wěn)定性差；基于電光調(diào)制器級聯(lián)的光頻梳生成方法結(jié)構(gòu)簡單、調(diào)諧靈活、穩(wěn)定性高[2-9]，但調(diào)制器帶寬限制了光頻梳的梳齒數(shù)目及間隔，且所產(chǎn)生的頻梳數(shù)目越多，其梳齒間隔就越窄。基于循環(huán)頻移環(huán)路方式的多載頻信號生成方法，具有寬帶寬、載波數(shù)目多、載波頻譜無交疊、載波間隔可調(diào)諧、高靈活性等諸多優(yōu)點，成為國內(nèi)外研究關(guān)注的重點[10-12]，但在提高載波數(shù)目的同時，其多載頻信號功率平坦度及邊帶抑制比受限，無法滿足星載應(yīng)用需求。

本文以并聯(lián)排列的MZM與循環(huán)頻移環(huán)路相結(jié)合的方式，給出了一種新型高平坦高邊帶抑制比多載頻信號生成方法。通過將其中兩個MZM工作在單邊帶調(diào)制方式，另一個MZM工作在載波抑制方式，結(jié)合循環(huán)頻移環(huán)路，得到載波數(shù)目為60以上、邊帶抑制比為30dB、最大功率起伏為4.4dB，且其中有20個載頻信號的功率起伏在1dB以內(nèi)的多載頻信號。

1 基于循環(huán)頻移環(huán)路的多載頻信號生成原理

基于循環(huán)頻移環(huán)路的多載頻信號生成原理如圖1所示，主要由光源、光載波抑制單邊帶信號(SSB-OCS)生成單元、偏振控制器、光帶通濾波器和光纖放大器(EDFA)構(gòu)成循環(huán)頻移環(huán)路。其中光源為整個循環(huán)頻移環(huán)路提供光載波，并決定產(chǎn)生多載頻信號的起始頻率點；SSB-OCS生成單元用于生成光載波抑制單邊帶信號，該信號可作為頻移信號在循環(huán)頻移環(huán)路中進(jìn)行往復(fù)回環(huán)；偏振控制器用于調(diào)整光信號的偏振態(tài)以獲取最佳調(diào)制結(jié)果；光纖放大器用于補(bǔ)償環(huán)路運(yùn)行中的傳輸損耗，同時利用增益飽和特性提高光頻梳的平坦度；光帶通濾波器則用于濾除帶外噪聲，控制光頻梳的數(shù)目。

如圖1所示，SSB-OCS生成單元輸出的光載波抑制單邊帶信號每經(jīng)過一次環(huán)路，就會有射頻信號頻移、放大和濾波，經(jīng)多次循環(huán)后，將以光頻梳的形式輸出所需要的多個梳齒作為多載頻信號，其光譜示意如圖2所示。在多載頻信號生成過程中，邊帶抑制比、平坦度、載波間隔、載波數(shù)目都是表征多載頻信號質(zhì)量的主要因素，其在本文中的主要定義如下：

SMSR：所生成的多載頻信號與邊帶信號之間的差值。

平坦度：所生成多載頻信號的功率起伏范圍。

載波間隔：所生成多載頻信號的相鄰信號頻率間隔。

載波數(shù)目：所生成多載頻信號的數(shù)目。

2 基于并聯(lián)MZM的SSB-OCS生成單元設(shè)計

2.1 SSB-OCS生成單元模型

基于并聯(lián)MZM循環(huán)頻移的多載頻信號生成原理與圖1類似[13]，主要由基于三個并聯(lián)MZM的SSB-OCS單元和光循環(huán)頻移環(huán)路兩部分實現(xiàn)。其中最為關(guān)鍵的部分就是SSB-OCS單元，其原理如圖3所示。在該單元中，三個MZM呈并聯(lián)結(jié)構(gòu)，MZM1和MZM2組成一個雙平行馬赫-曾德爾調(diào)制器(DPMZM)調(diào)制器，MZM3為強(qiáng)度調(diào)制器(IM)。射頻源輸出的射頻(RF)信號分別經(jīng)π/2 和-π/2電移相后送至MZM1和MZM2。 MZM1、MZM2工作在正交偏置點，MZM3工作在最小偏置點，光移相器1和光移相器2引入的光相移分別為π和π/2。

2.2 SSB-OCS生成理論分析及仿真

圖1 基于循環(huán)頻移環(huán)路的多載頻信號產(chǎn)生原理框圖

圖2 多載頻信號光譜示意

圖3 基于并聯(lián)MZM的光載波抑制單邊帶信號生成原理框圖

假定由電移相器1和電移相器2引入的電移相分別為θ1和θ2，由光移相器1和光移相器2引入的光移相分別為Φ1和Φ2，由直流偏置引入的MZM兩臂相位差分別為φ1，φ2，和φ3，且φi=πVdci/Vπ(i=1,2,3)，Vπ為MZM的半波電壓。

電移相器1設(shè)置為90度，即θ1=π/2， 同時MZM1工作在正交偏置點，即φ1=π/2，那么MZM1調(diào)制輸出表達(dá)式為：

(1)

電移相器2設(shè)置為-90度，即θ2=-π/2，同時 MZM2工作在正交偏置點，即φ2=π/2，那么MZM2調(diào)制輸出表達(dá)式為：

(2)

MZM3工作在推挽模式且處于最小偏置點，那么MZM3調(diào)制輸出表達(dá)式為：

(3)

式中m=πV/Vπ為射頻信號調(diào)制系數(shù)，V和ω為輸入射頻信號的幅值和頻率，E0和ωc為光載波信號的幅值和頻率，Jn(·)為一類n階貝塞爾函數(shù)。

設(shè)定光移相器1引入的移相量Φ1=π，光移相器2引入的移相Φ2=π/2，那么MZM1、光移相器1和光移相器2輸出光信號經(jīng)光耦合器1耦合為一路后輸出的光場表達(dá)式為：

Eout(t)=E0ejωct[-4J1(m)ejωt+4J3(m)e-3jωt]

(4)

假定工作波長為1550nm、功率為20dBm的連續(xù)光信號送至SSB-OCS生成單元，該單元各MZM的插入損耗為3dB，半波電壓為5V，消光比為40dB。射頻信號工作頻率為10GHz，所生成的SSB-OCS信號光譜圖如4所示。從圖4可以看出，當(dāng)射頻信號驅(qū)動電壓在0.1Vπ～0.25Vπ時，其邊帶抑制比可達(dá)29dB以上。其最佳射頻信號驅(qū)動電壓為0.2Vπ，此時的邊帶抑制比達(dá)36dB。

(a) 0.1V (b) 0.15V

(c) 0.2V (d) 0.25V

在實際應(yīng)用中，通用調(diào)制器的消光比將低于40dB，圖5給出不同消光比下所生成的SSB-OCS信號邊帶抑制比函數(shù)曲線。從圖中可以看出，隨著調(diào)制器消光比的增加，所生成的SSB-OCS信號邊帶抑制比逐步增加，當(dāng)調(diào)制器消光比為30dB時，所生成SSB-OCS信號的邊帶抑制比為29dB，當(dāng)調(diào)制器消光比為30dB時，所生成SSB-OCS信號的邊帶抑制比達(dá)36dB。

圖5 不同消光比下輸出SSB-OCS信號的邊帶抑制比曲線

3 基于并聯(lián)MZM循環(huán)頻移環(huán)路多載頻信號生成仿真及分析

3.1 系統(tǒng)仿真模型

在上節(jié)基于并聯(lián)MZM的SSB-OCS單元設(shè)計基礎(chǔ)上，利用VPI軟件構(gòu)建的基于并聯(lián)MZM循環(huán)頻移的高平坦高邊帶抑制比多載頻信號生成仿真模型如圖6所示。其中光工作波長為1550nm，激光器輸出光功率為20dBm，線寬為10kHz，相對強(qiáng)度噪聲為-150dB/Hz的連續(xù)光信號送至并行排列的三個MZM，每個MZM的插入損耗為3dB，半波電壓為5V，消光比為40dB。此外，PD的響應(yīng)度為 0.8A/W，射頻源輸出射頻信號的頻率為10GHz，EDFA放大增益為23dB。該多載頻信號生成的具體方法為：激光器發(fā)出連續(xù)光信號經(jīng)一分三光耦合器送至并聯(lián)MZM組成的SSB-OCS生成單元，該單元輸出的信號經(jīng)光耦合器分為兩路，其中一路直接輸出，另一路進(jìn)入由SSB-OCS生成單元、偏振控制器、光帶通濾波器、EDFA組成的循環(huán)頻移環(huán)路進(jìn)行頻移。每經(jīng)過一次環(huán)路，SSB-OCS生成單元輸出的光信號都作為新的載頻信號執(zhí)行SSB-OCS的光信號生成操作，并經(jīng)光放大和濾波后，作為新的載頻信號輸出，如此經(jīng)過多次循環(huán)后，就會以光頻梳的形式輸出所需要的多載頻信號。假定光載波的頻率為fc，射頻驅(qū)動信號的頻率為f，那么第一次循環(huán)頻移后輸出的光信號頻率包含fc和fc+f兩種頻率成分，經(jīng)過第二次循環(huán)頻移后輸出的光信號頻率包含fc、fc+f和fc+2f三種頻率成分，經(jīng)過第N次循環(huán)頻移后輸出的光信號為包含fc、fc+f、fc+2f、……、fc+Nf等多種頻率成分的多載頻信號。

圖6 基于并聯(lián)MZM循環(huán)頻移的多載頻信號生成仿真模型

3.2 仿真結(jié)果分析

圖7給出了射頻信號驅(qū)動電壓為0.2Vπ下所生成的多載頻信號的仿真結(jié)果。圖7(a)所示為包含40個載頻的多載頻信號仿真結(jié)果，圖7(b)所示為包含60個載頻的多載頻信號仿真結(jié)果。從圖中可以看出，所生成的多載頻信號的頻譜范圍可高達(dá)600GHz以上，邊帶抑制比為30dB，最大功率起伏為4dB。此外，這60根載頻信號中有20個載頻信號的功率起伏在1dB以內(nèi)。對比圖7(a)和圖7(b)的仿真結(jié)果可以看出，所產(chǎn)生的多載頻信號的數(shù)目越多，所生成多載頻信號的噪底越高。主要原因在于這種多載頻信號生成方法基于循環(huán)頻移環(huán)路構(gòu)成，循環(huán)頻移環(huán)路中包含EDFA，隨著每次環(huán)路循環(huán)，EDFA產(chǎn)生的自發(fā)輻射噪聲(ASE)經(jīng)不斷加以累積，進(jìn)而導(dǎo)致最后生成的多載頻信號噪底增加，載噪比下降。

圖7 多載頻信號輸出光譜圖

4 結(jié)論

文章針對多頻段一體化接收處理對多本振參考信號的需求，從現(xiàn)有基于循環(huán)頻移環(huán)路的多載頻信號生成方法的局限性出發(fā)，提出了一種基于并聯(lián)MZM循環(huán)頻移環(huán)路的新型高性能多載頻信號生成方法。通過并聯(lián)MZM生成抑制比高達(dá)36dB的SSB-OCS信號，并將該信號引入到循環(huán)頻移環(huán)路，在光域組成振蕩環(huán)路進(jìn)行循環(huán)頻移，從而產(chǎn)生平坦度好、邊帶抑制比高、且載頻頻率靈活可調(diào)的多載頻信號。仿真結(jié)果表明：所生成的60根光頻梳的SMSR優(yōu)于30dB，最大功率起伏為4dB，且其中20根譜線的功率起伏在1dB以內(nèi)。該方法可有效生成高平坦高邊帶抑制比多載頻信號，為衛(wèi)星載荷的多頻段一體化綜合接收處理提供相應(yīng)技術(shù)支撐。