一種應(yīng)用于低電平MMC的混合調(diào)制策略

孫 悅, 曾國(guó)輝, 王紫陽(yáng)

(上海工程技術(shù)大學(xué) 電子電氣工程學(xué)院, 上海 201620)

模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter,MMC)自2003年被提出以來(lái),在高壓直流輸電領(lǐng)域得到廣闊的發(fā)展和應(yīng)用[1-2].MMC具有眾多優(yōu)點(diǎn),如可以獨(dú)立控制有功及無(wú)功功率、沒(méi)有換相失敗的風(fēng)險(xiǎn)等,但MMC本身的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)使其子模塊電容存在較大的電容波動(dòng),相單元之間存在環(huán)流及諧波分量等因素增大了換流器的功率損耗.

調(diào)制策略可以改善及調(diào)節(jié)MMC的性能,針對(duì)實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)景調(diào)節(jié)內(nèi)部能量關(guān)系.趙昕等[3-6]介紹了載波移相脈寬調(diào)制(CPS-PWM)策略的原理及在MMC中的實(shí)現(xiàn)方法.Tai等[7]提出一種適用于載波移相脈寬調(diào)制策略的電容電壓控制算法,該控制方法靈活,但控制過(guò)程過(guò)于復(fù)雜且開(kāi)關(guān)損耗較高.管敏淵等[8-10]將最近電平逼近調(diào)制(Nearest Level Modulation,NLM)策略結(jié)合子模塊電壓平衡算法用來(lái)保證MMC的輸出波形質(zhì)量.Lin等[10-11]通過(guò)改進(jìn)原有電壓的排序算法來(lái)提高輸出波形質(zhì)量.粟時(shí)平等[12-13]對(duì)NLM策略中基波與諧波特性進(jìn)行分析及仿真調(diào)節(jié),但對(duì)NLM策略本身帶來(lái)的額外損耗無(wú)法避免.在電壓等級(jí)10 kV以下的低電平應(yīng)用場(chǎng)景中,NLM的固有損耗會(huì)嚴(yán)重影響電壓輸出質(zhì)量,階梯波與正弦波間的電壓差值會(huì)更加明顯.在實(shí)務(wù)中,太陽(yáng)能及風(fēng)能發(fā)電系統(tǒng)中采用載波移相調(diào)制會(huì)帶來(lái)較高的開(kāi)關(guān)次數(shù)及開(kāi)關(guān)頻率問(wèn)題,而低電平采用更高頻率的調(diào)制波也會(huì)產(chǎn)生額外的經(jīng)濟(jì)損失.

為解決上述問(wèn)題,擴(kuò)展MMC在風(fēng)能及太陽(yáng)能領(lǐng)域的應(yīng)用,減少低電平應(yīng)用中換流器自身的電壓波動(dòng),本文針對(duì)低電壓等級(jí)輸電系統(tǒng)提出一種新型MMC混合調(diào)制策略.通過(guò)將開(kāi)關(guān)函數(shù)和子模塊實(shí)時(shí)電容電壓引入調(diào)制策略,借助參考電壓修正量來(lái)優(yōu)化輸出電壓波形,以降低開(kāi)關(guān)損耗及電壓波動(dòng),最后通過(guò)Matlab/Simulink仿真驗(yàn)證該混合調(diào)制策略的預(yù)期效果.

1 MMC工作原理及其調(diào)制策略

1.1 MMC工作原理

MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1(a)所示.圖中共有6個(gè)橋臂,每個(gè)橋臂包含1個(gè)電感和n個(gè)子模塊(SM).通過(guò)控制每個(gè)時(shí)刻子模塊的投切狀態(tài)來(lái)維持直流側(cè)電壓穩(wěn)定并保證交流側(cè)輸出理想的正弦波.

子模塊結(jié)構(gòu)如圖1(b)所示.由2個(gè)可關(guān)斷電力電子器件(IGBT)及其反并聯(lián)二極管(D1、D2)和直流電容C組成.子模塊有3種開(kāi)關(guān)狀態(tài):1) 投入狀態(tài)——T1導(dǎo)通,T2關(guān)斷;2) 切除狀態(tài)——T1關(guān)斷,T2導(dǎo)通;3) 閉鎖狀態(tài)——T1、T2均關(guān)斷,這種狀態(tài)往往只存在于啟動(dòng)和故障時(shí),需要盡量避免.

圖1 MMC主電路結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structural diagram of MMC main circuit

以a相為例,根據(jù)基爾霍夫電壓定律(KVL),MMC上、下橋臂輸出電壓為

(1)

(2)

式中:Upa和Una分別為上橋臂和下橋臂子模塊總輸出電壓;Ipa和Ina分別為上、下橋臂電流;L0為橋臂

電感.將式(1)和式(2)相減,忽略橋臂電感電壓,可以得到a相端口輸出電壓為

(3)

2 新型MMC混合調(diào)制策略

2.1 最近電平逼近調(diào)制策略

最近電平逼近調(diào)制(NLM)策略通過(guò)將調(diào)制波的瞬時(shí)值Uref與子模塊電容電壓的平均值Uc比值取整,得到MMC橋臂中所需導(dǎo)通的子模塊數(shù)目N,其原理如圖2所示.在輸出電平數(shù)量較少的情況下采用該調(diào)制策略,調(diào)制波電壓與電容電壓差值會(huì)明顯增大,進(jìn)而出現(xiàn)諧波含量高、波形質(zhì)量差等問(wèn)題,在電平變化時(shí)這種現(xiàn)象會(huì)更加明顯.

圖2 最近電平逼近調(diào)制策略原理圖Fig.2 Schematic diagram of NLM strategy

2.2 載波移相脈寬調(diào)制策略

載波移相脈寬調(diào)制策略的基本原理是通過(guò)將正弦調(diào)制波與N個(gè)相位差為2π/N的載波進(jìn)行比較,得到每個(gè)子模塊的觸發(fā)信號(hào).圖3為載波移相脈寬調(diào)制仿真圖.該調(diào)制策略通過(guò)反復(fù)判斷開(kāi)關(guān)狀態(tài)、增加投切次數(shù)的方式來(lái)調(diào)制電壓、減少諧波含量,能夠顯著改善低電平換流器的輸出特性,但其開(kāi)關(guān)損耗高且形成更為復(fù)雜的計(jì)算及額外的環(huán)流問(wèn)題.

圖3 五電平MMC CPS-PWM策略波形圖Fig.3 Waveform diagram of five-level MMC with CPS-PWM strategy

2.3 混合調(diào)制策略

為解決低電平MMC使用NLM導(dǎo)致諧波含量較大及使用CPS-PWM導(dǎo)致開(kāi)關(guān)損耗等問(wèn)題.本文考慮將兩種調(diào)制策略相結(jié)合,提出一種新型混合調(diào)制策略.由式(3)可知,混合調(diào)制策略需要對(duì)MMC上、下橋臂分別進(jìn)行調(diào)制,得到各自的電壓波形,然后將上、下橋臂輸出電壓進(jìn)行疊加即可得到MMC最終輸出電壓波形.下面以a相上橋臂為例進(jìn)行說(shuō)明,其調(diào)制過(guò)程如圖4所示.

圖4 混合調(diào)制策略流程圖Fig.4 Control flowchart of hybrid modulation strange

具體實(shí)現(xiàn)步驟如下:

1) 計(jì)算a相上橋臂需要導(dǎo)通的子模塊數(shù)目npa;

2) 根據(jù)橋臂電流方向判斷子模塊的工作狀態(tài),當(dāng)橋臂電流方向?yàn)檎龝r(shí),則該橋臂子模塊按其電容電壓大小升序排列,反之則按降序排列,生成npa個(gè)子模塊的觸發(fā)信號(hào);

3) 對(duì)npa進(jìn)行開(kāi)關(guān)函數(shù)的調(diào)制判斷,以npa≥N/2為判斷節(jié)點(diǎn),若小于則將觸發(fā)信號(hào)引入NLM策略中,反之將觸發(fā)信號(hào)進(jìn)行移相調(diào)制,利用載波信號(hào)改進(jìn)調(diào)制波后引入觸發(fā)信號(hào);

4) 采用NLM策略時(shí),將觸發(fā)信號(hào)按步驟2)中升序排列順序依次引入單獨(dú)觸發(fā)信號(hào);采用CPS-PWM策略時(shí),則按降序引入觸發(fā)信號(hào),進(jìn)而對(duì)上下橋臂子模塊進(jìn)行控制,實(shí)現(xiàn)預(yù)期效果.

3 仿真驗(yàn)證及對(duì)比分析

為驗(yàn)證混合調(diào)制策的可行性,在Matlab/Simulink仿真環(huán)境下搭建5電平MMC混合調(diào)制策略仿真模型,參數(shù)見(jiàn)表1.

表1 MMC仿真模型參數(shù)Table 1 MMC simulation model parameters

3.1 MMC交流側(cè)輸出波形對(duì)比分析

圖5至圖7分別為采用混合調(diào)制策略、NLM策略及CPS-PWM策略時(shí)MMC交流側(cè)的輸出相電壓與相電流波形.從圖中可以看出,混合調(diào)制策略下MMC的輸出相電壓與相電流波形更接近正弦波,波形質(zhì)量更好.

圖5 混合調(diào)制策略下MMC交流側(cè)輸出波形Fig.5 Output waveform of MMC AC side under hybrid modulation strategy

圖7 CPS-PWM策略下MMC交流側(cè)輸出波形Fig.7 Output waveform of MMC AC side under CPS-PWM modulation strategy

3.2 MMC總諧波畸變率對(duì)比分析

圖8和圖9為混合調(diào)制、NLM及CPS-PWM 3種策略下MMC輸出相電壓與相電流總諧波畸變率(Total Harmonic Distortion,THD)的分析結(jié)果.混合調(diào)制策略下,MMC輸出相電壓與相電流的THD分別為8.32%和3.58%,明顯低于采用NLM時(shí)的14.28%和13.85%與采用CPS-PWM時(shí)的29.09%和4.82%.可以看出,混合調(diào)制策略下相電壓與相電流的THD最低,明顯優(yōu)于其他兩種調(diào)制策略.

圖8 不同調(diào)制策略下MMC輸出相電壓傅里葉分析Fig.8 Fourier analysis of MMC output phase voltage under different modulation strategies

圖9 不同調(diào)制策略下MMC輸出相電流傅里葉分析Fig.9 Fourier analysis of MMC output phase current under different modulation strategies

采用以上3種策略時(shí),MMC輸出相電壓和相電流的THD比較結(jié)果見(jiàn)表2.

表2 3種調(diào)制策略對(duì)比Table 2 Comparison of three modulation strategies %

3.3 MMC子模塊電容電壓波動(dòng)對(duì)比分析

NLM與混合調(diào)制策略均采用傳統(tǒng)子模塊均壓算法配合以減少子模塊電容電壓波動(dòng),兩種調(diào)制策略下子模塊電容電壓波形如圖10和圖11所示.從圖中可以看出,兩種調(diào)制策略下子模塊的電容電壓均在其額定電壓1 000 V附近波動(dòng).其中,采用NLM策略時(shí)其波動(dòng)范圍為±2.97%,而采用混合調(diào)制策略時(shí)其波動(dòng)范圍為±2.86%,說(shuō)明兩種調(diào)制策略在穩(wěn)態(tài)狀態(tài)下,子模塊電容電壓在充放電過(guò)程中均表現(xiàn)非常穩(wěn)定,但在混合調(diào)制策略下子模塊電容電壓的波動(dòng)范圍更小.

圖10 NLM策略下子模塊電容電壓波形圖Fig.10 Capacitor voltage waveform of SM under NLM modulation strategy

圖11 混合調(diào)制策略下子模塊電容電壓波形圖Fig.11 Capacitor voltage waveform of SM under hybrid modulation strategy

4 結(jié) 語(yǔ)

本文針對(duì)低電平直流輸電系統(tǒng)應(yīng)用場(chǎng)景,提出一種新型MMC混合調(diào)制策略.該調(diào)制策略利用閾值N/2進(jìn)行NLM和CPS-PWM兩種策略的轉(zhuǎn)換配合以降低系統(tǒng)損耗.通過(guò)與NLM和CPS-PWM兩種策略對(duì)比表明,當(dāng)MMC子模塊數(shù)目較少時(shí),采用混合調(diào)制策略可以顯著減少輸出相電壓和相電流諧波畸變率,實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓平衡,提高M(jìn)MC輸出波形質(zhì)量,從而保證MMC的穩(wěn)定運(yùn)行.