針對5G/B5G的大規(guī)模MIMO系統(tǒng)射頻前端設(shè)計(jì)

（廣東工業(yè)大學(xué)，中國 廣州 510006）

1948年，香農(nóng)發(fā)表著名文章《A Mathematical Theory of Communication》，奠定了現(xiàn)代信息論和現(xiàn)代通信理論的基礎(chǔ)。他提出了著名的香農(nóng)定理[1]：

其中，C是對于頻率帶寬為B的通信通道所能夠支撐的最大數(shù)據(jù)率，P是信號的功率，N是該通道的噪底。公式（1）告訴我們：只有不斷提高信號功率和信道的頻率帶寬，才能獲得更高的通信速率。香農(nóng)定理當(dāng)初是針對點(diǎn)對點(diǎn)的有線通信系統(tǒng)提出來的。如果不考慮線路的損耗，那么接收到的功率就是發(fā)射的功率。進(jìn)入無線和移動數(shù)字通信時代，公式（1）依然是當(dāng)前業(yè)界用來計(jì)算無線通信系統(tǒng)最大信道容量的最基礎(chǔ)公式，但對于無線和移動通信來說，接收端天線所接收到的功率僅僅是發(fā)射端天線輻射出來功率的一小部分。通常假設(shè)接發(fā)收天線都是點(diǎn)源并且相互處于遠(yuǎn)區(qū)場，令PT為發(fā)射天線輻射出來的總功率，PR是接收天線接收到的功率，GT和GR分別是接發(fā)收天線的增益，L是無線電波在接發(fā)收端之間總的空間等效路徑衰減，則有：

將公式（2）代入公式（1），可得到修正后的針對無線和移動通信的最大信道容量：

由公式（3）可知，要進(jìn)一步提高無線通信速率只有兩種辦法：加大信道帶寬或者提高接收端天線接收到的功率。由于受物理規(guī)律限制，同時頻譜資源又極其受限，空間的路徑衰減無法減少，發(fā)射端的發(fā)射功率又不能夠無限制地提高。從技術(shù)上來說，只有提高接發(fā)收天線的增益才是最切實(shí)可行的途徑。方向性天線可以提供一定的天線增益，但高增益天線的空間覆蓋則會相應(yīng)地急劇減小。只有增加天線數(shù)量，才能夠同時滿足5G/B5G在高速率和大空間覆蓋的雙重需求。可以同時實(shí)現(xiàn)多波束賦形和空間波束掃描的大規(guī)模多輸入多輸出（MIMO）將成為支撐未來5G和B5G的最核心關(guān)鍵技術(shù)之一。

當(dāng)前最流行的大規(guī)模MIMO包含N×M個平面天線單元的有源天線陣，每一個天線單元由一個獨(dú)立的射頻鏈路來驅(qū)動。由于實(shí)際的應(yīng)用環(huán)境千差萬別，平面MIMO不僅在空間分布上存在波束死角，而且由于終端平臺本身也存在動態(tài)變化。這使得波束無法始終瞄準(zhǔn)預(yù)設(shè)的方向，比如船舶上的衛(wèi)星天線陣的波束必須始終指向衛(wèi)星，但船的波動和傾斜使得平面MIMO系統(tǒng)無法應(yīng)對很多波動狀態(tài)。特別是對于艦船和航空器等移動平臺，三維隨機(jī)動態(tài)擺動將使平面MIMO陣列很難確保波束保持在所希望的空間指向上。由于三維MIMO可以解決這些難題，所以三維MIMO陣列也就成為了發(fā)展趨勢。圖1給出了一個足球形MIMO陣列的實(shí)例。它是一種足球狀的船用衛(wèi)星通信MIMO系統(tǒng)，可以確保船舶在嚴(yán)重傾斜的情況下保持與衛(wèi)星的鏈接。

1 MIMO系統(tǒng)射頻前端設(shè)計(jì)

對于任何一個大規(guī)模MIMO系統(tǒng)來說，射頻前端的設(shè)計(jì)是最為核心的關(guān)鍵技術(shù)挑戰(zhàn)之一。理論上講，將已有的單路射頻前端和所驅(qū)動的天線簡單地并列到一起，就可以獲得一個實(shí)用的MIMO系統(tǒng)，但這樣簡單疊加得到的大規(guī)模MIMO系統(tǒng)的成本卻居高不下。這成為大規(guī)模MIMO系統(tǒng)走向商用化的第一個壁壘。

1.1 考慮成本的MIMO系統(tǒng)射頻前端設(shè)計(jì)

從射頻前端設(shè)計(jì)的角度看，通信系統(tǒng)用的MIMO系統(tǒng)與雷達(dá)用的有源相控陣有異曲同工之處。除了信號本身以及數(shù)字基帶處理不同外，兩者的射頻驅(qū)動電路（T/R組件）和天線陣基本相同。與通信的大規(guī)模MIMO系統(tǒng)一樣，有源相控陣?yán)走_(dá)的目的也是實(shí)現(xiàn)波束掃描和波束賦形。

對于一個相控陣?yán)走_(dá)來說，含有射頻發(fā)射前端的有源天線陣部分的成本約占整個系統(tǒng)成本的85%。由此類比，通信的大規(guī)模MIMO射頻前端系統(tǒng)在整個基站的成本中也將占據(jù)相當(dāng)大的部分。這是因?yàn)?，不僅要將每一個天線單元所需要的射頻前端要重復(fù)出來，為了實(shí)現(xiàn)波束成形、波束掃描和波束控制等，還必須要增加很多額外的電路單元。為了減小甚至消除單元間的相互影響，相關(guān)的電路也需要與發(fā)射鏈路（Tx）等集成到一起。這些都使最后的MIMO系統(tǒng)體積加大、成本急劇增加。如何從最開始的時候就考慮到面向成本的設(shè)計(jì)（DfC），是大規(guī)模MIMO系統(tǒng)能否成功商用化的關(guān)鍵所在。

針對傳統(tǒng)的單路射頻系統(tǒng)，為了確保系統(tǒng)的指標(biāo)，設(shè)計(jì)的時候甚至以犧牲面積為代價(jià)。比如，為了避免射頻系統(tǒng)中電路單元間的串?dāng)_和其他可能存在的影響，在繪制版圖的時候，盡可能地將線布得比較松、電路元器件（特別是電感之間）的距離盡可能地拉大。雖然這時候的電路面積相對增大許多，但是就一路射頻而言，由于這時候的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則是“指標(biāo)優(yōu)先”，這點(diǎn)芯片面積的增加是可以忍受的。大規(guī)模MIMO系統(tǒng)則是由很多路射頻系統(tǒng)集成到一起的，比如，為了滿足空間覆蓋性和高數(shù)據(jù)率的不同要求，文獻(xiàn)中已報(bào)道具有1 024路（天線單元+射頻電路）的相控MIMO系統(tǒng)，而單載波上就已采用256正交振幅調(diào)制（QAM）的復(fù)雜調(diào)制形式。在電路復(fù)雜程度增加的同時，射頻前端芯片的面積也在急劇增加，致使成本呈指數(shù)增長，以至阻礙了商業(yè)化?？紤]到成本，在保證系統(tǒng)指標(biāo)的前提下，應(yīng)盡可能地減小射頻前端的總芯片面積，因此DfC成為大規(guī)模MIMO的一個新的核心設(shè)計(jì)技術(shù)[2]。

▲圖1 足球狀多輸入多輸出系統(tǒng)

圖2是一個傳統(tǒng)射頻前端的示意圖，接收鏈路和發(fā)射鏈路都是獨(dú)立的單向信號流走向。有時為了提高射頻前端系統(tǒng)的性能，針對接收和發(fā)射鏈路，也會對頻率綜合進(jìn)行分別設(shè)計(jì)。在電路結(jié)構(gòu)上，接收端的混頻器和發(fā)射端的混頻器僅僅是輸入頻率的區(qū)別。接收端的低噪聲放大器和發(fā)射端的驅(qū)動功放都是放大器，并且它們所需的放大倍數(shù)也基本相同。只不過低噪聲放大器對于噪聲的要求比一般的功放驅(qū)動放大器要高很多，這意味著低噪聲放大器完全可以用來充當(dāng)發(fā)射端的驅(qū)動功放。如果能夠?qū)崿F(xiàn)驅(qū)動功放與低噪聲放大器的共享、接發(fā)收共享同一個混頻電路和同一個頻率綜合，那么理論上這樣一個緊湊型收發(fā)前端的芯片面積將僅是傳統(tǒng)收發(fā)前端面積的一半，這將使系統(tǒng)成本大幅降低，文獻(xiàn)中將這種緊湊型收發(fā)前端稱之為雙向收發(fā)前端[3-5]（如圖3所示）。

▲圖2 射頻前端示意圖

▲圖3 雙向射頻收發(fā)前端框圖

對于收發(fā)雙工模式，上下行采用不同的頻率同時工作?；祛l器本身可以同時工作在兩個頻率[考慮cosω(1+ω2)和 cos(ω1-ω2)]， 這 時 候 雙向放大器也必須同時工作在兩個頻段；因此，雙向放大器實(shí)際上就是一個雙頻放大器。這時上下行模擬基帶同時存在，并且同時工作于同一個模擬頻帶，這時兩個模擬基帶電路無法共享。為了避免信號混淆，必須采用不同的上下行模擬基帶。對于時分雙工（TDD）模式則更加簡單，其模擬基帶電路也可以共享。

文獻(xiàn)[4]利用45 nm互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體（CMOS）工藝實(shí)現(xiàn)了工作頻率為28 GHz的高效高線性度雙向收發(fā)前端芯片。文獻(xiàn)[5]采用65 nm的CMOS工藝實(shí)現(xiàn)了滿足IEEE 802.11ay標(biāo)準(zhǔn)的60 GHz雙向收發(fā)前端芯片（芯片面積僅為0.96 mm2）。

低功耗和低復(fù)雜度的優(yōu)點(diǎn)使全射頻波束賦形（aRFbf）比中頻波束賦形和本振波束賦形更受到重視。全射頻前端波束賦形使得利用標(biāo)準(zhǔn)硅工藝實(shí)現(xiàn)射頻前端完全集成成為可能，這有助于減小整個射頻前端的體積和功耗，進(jìn)而降低成本。更重要的是，把天線陣集成進(jìn)來，在晶圓尺度實(shí)現(xiàn)大規(guī)模MIMO，可使成本進(jìn)一步降低[6-7]。特別是在100 GHz以上的頻段，其自由空間波長在1 mm以下。MIMO天線陣的單元之間間隔大約為半波長。考慮到硅襯底的介電常數(shù)約9.8，等效工作波長約為自由空間波長的一半。以100 GHz為例，一個標(biāo)準(zhǔn)的硅基芯片加工單元（一個光罩為22×22 mm2），最多可以得到800個單元的雙極化雙波束天線陣，一個標(biāo)準(zhǔn)的12英寸晶圓可以有100多個這樣的標(biāo)準(zhǔn)單元。將這些單元組裝起來可以很容易獲得更大規(guī)模的天線陣。比如利用CMOS工藝的頂層金屬層來實(shí)現(xiàn)天線陣中的每一個天線單元、利用其他各金屬層和半導(dǎo)體有源層來實(shí)現(xiàn)射頻接發(fā)收前端電路，這樣就可以利用一個標(biāo)準(zhǔn)的CMOS工藝一次性實(shí)現(xiàn)一個完整的MMIMO全集成、使得成品率極大提高。避免傳統(tǒng)上利用不同工藝平臺分別實(shí)現(xiàn)天線陣和射頻有源電路部分、然后再用封裝工藝將這些系統(tǒng)集成所造成的很多不良因素（如采用新的襯底把用不同工藝實(shí)現(xiàn)的天線陣與射頻前端收發(fā)SOC封裝在一起帶來的體積增大、SOC與天線陣之間的傳輸損耗增大、封裝帶來的低成品率等），進(jìn)而帶來突出的成本優(yōu)勢。特別地，不同規(guī)模的MIMO系統(tǒng)都可以通過同一個工藝的同一個晶圓來實(shí)現(xiàn)。這樣不僅能獲得具有大批量一致性好的優(yōu)勢（同一個MIMO系統(tǒng)中各路間的一致性和作為產(chǎn)品的MIMO系統(tǒng)間的一致性），而且針對不同的MIMO規(guī)模要求，基于同一批次晶圓級的制造很容易實(shí)現(xiàn)不同的MIMO規(guī)模而不需要額外增加成本。基于此技術(shù)和同一批次的生產(chǎn)，文獻(xiàn)[7]在晶圓層面靈活地實(shí)現(xiàn)了不同規(guī)模（64單元和256單元）的60 GHz相控陣列。

1.2 MIMO系統(tǒng)超寬帶相移網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

MIMO系統(tǒng)與傳統(tǒng)的單天線及單路射頻系統(tǒng)的一個最大區(qū)別，是MIMO系統(tǒng)需要實(shí)現(xiàn)波束賦形和波束掃描，因此，通過不斷地調(diào)整各個天線單元之間的相位，可以改變在遠(yuǎn)區(qū)場總的天線輻射方向。一般來說，可以通過相移器或波束賦形網(wǎng)絡(luò)來實(shí)現(xiàn)相位調(diào)整，如Butler矩陣等。相移器和波束賦形網(wǎng)絡(luò)都是與頻率相關(guān)的經(jīng)典電路單元。從模擬電路的角度看，文獻(xiàn)中有很多成熟的方案可用來獲得低損耗、高精度，甚至零靜態(tài)功耗的相移網(wǎng)絡(luò)，但這些設(shè)計(jì)方案所得到的網(wǎng)絡(luò)都是針對窄帶工作條件的，無法滿足5G/B5G寬帶的要求。如何使這些與頻率相關(guān)的電路單元寬帶化是現(xiàn)在面臨的巨大挑戰(zhàn)[8-10]。全通網(wǎng)絡(luò)（APNs）具有頻率不敏感性，自20世紀(jì)90年代起就常被用來實(shí)現(xiàn)寬帶相移器，文獻(xiàn)中大多數(shù)相關(guān)的工作都是針對幾吉赫茲以下頻段使用分立元器件來實(shí)現(xiàn)的。由于這些元器件在微波低頻段的品質(zhì)因素Q值很高，所以它們可以獲得非常好的效果；但其不足是體積過大，同時由于短厘米波段和毫米波端大多數(shù)分立元器件的Q值急劇下降，損耗也會急劇增加。更為關(guān)鍵的是，由于分立元器件的一致性較差，在大規(guī)模MIMO系統(tǒng)中，由分立元器件造成的相位不一致性和不確定性成為大規(guī)模MIMO系統(tǒng)的致命弱點(diǎn)，這導(dǎo)致成品率急劇下降、成本急劇上升，致使其無法在5G/B5G的大規(guī)模MIMO中獲得有效應(yīng)用。利用半導(dǎo)體工藝實(shí)現(xiàn)基于APNs相移網(wǎng)絡(luò)的先天不足是其Q值上不去，這導(dǎo)致其性能指標(biāo)無法與分立元器件的實(shí)施方案相比，但其優(yōu)勢是尺寸小、易于批量化生產(chǎn)。特別是對大規(guī)模MIMO系統(tǒng)而言，各路間的相位一致性和確定性可以得到有效保證，這突顯了成品率優(yōu)勢。而在短厘米波段和毫米波頻段，半導(dǎo)體工藝低Q值的弱點(diǎn)不再明顯（因?yàn)榉至⒃骷腝值也急劇下降）。在集成化的APNs相移網(wǎng)絡(luò)成為支撐大規(guī)模MIMO系統(tǒng)商用的唯一選擇的同時，其巨大的成本優(yōu)勢和批量化生產(chǎn)加工環(huán)境，使硅基工藝（如SiGe、CMOS）被普遍看好[9-10]。文獻(xiàn)[8]實(shí)現(xiàn)了一個360°的低功耗窄帶相移網(wǎng)絡(luò)，文獻(xiàn)[10]利用0.25 μm的SiGe雙極互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體（BiCMOS）實(shí)現(xiàn)了一個寬帶的相移網(wǎng)絡(luò)。

Butler矩陣是比較經(jīng)典的離散型波束賦形網(wǎng)絡(luò)，它通過不同耦合端口的輸入激勵來實(shí)現(xiàn)固定步長的相位調(diào)整。Butler矩陣由一系列正交耦合器、延遲線和漸變線等構(gòu)成，這些耦合線、延遲線和漸變線等通常是由波導(dǎo)或微帶線來實(shí)現(xiàn)的。波導(dǎo)實(shí)現(xiàn)的Butler矩陣具有高性能、低損耗的特點(diǎn)，不僅可以在毫米波端來實(shí)現(xiàn)，還可以拓展到太赫茲頻段來實(shí)現(xiàn)；但其最致命的弱點(diǎn)是體積大、帶寬窄。相對來說，微帶實(shí)現(xiàn)的Butler矩陣比波導(dǎo)實(shí)現(xiàn)的要小很多，但損耗較大，特別是在毫米波及以上頻段，其輻射損耗會急劇增加，導(dǎo)致競爭力大減。如何將Butler矩陣小型化且使之具有可接受的性能已成為當(dāng)前一大挑戰(zhàn)。作為一個微波無源器件小型化的技術(shù)，襯底集成波導(dǎo)（SIW）在工業(yè)界已經(jīng)被證明是一個低成本、小型化的技術(shù)。雖然關(guān)于在不同微波頻段利用SIW來實(shí)現(xiàn)Butler矩陣的報(bào)道已經(jīng)有很多，但是對于大規(guī)模MIMO的應(yīng)用來說，其尺寸依然偏大。如何進(jìn)一步使Butler矩陣小型化成為當(dāng)前的熱點(diǎn)課題之一。

基于傳統(tǒng)的波導(dǎo)結(jié)構(gòu)，為了減小尺寸，往往利用導(dǎo)波模式的對稱性，采用半模波導(dǎo)使實(shí)現(xiàn)的尺寸縮小一半。在毫米波段，采用脊形波導(dǎo)可以進(jìn)一步減小波導(dǎo)電路的尺寸。將這樣的概念和做法移植到SIW，基于脊形半模SIW（RHMSIW）也可實(shí)現(xiàn)進(jìn)一步小型化的Butler矩陣[11-12]。

圖4給出了尺寸縮減的示意圖?；赗HMSIW，文獻(xiàn)[12]實(shí)現(xiàn)了一個寬帶小型化的4×4 Butler矩陣。在保持同樣的性能下，利用RHMSIW實(shí)現(xiàn)的4×4 Butler矩陣比用SIW實(shí)現(xiàn)的要小70%。

將小型化的Butler矩陣與前面討論的寬帶相移網(wǎng)絡(luò)集成電路結(jié)合起來，就可以實(shí)現(xiàn)低成本、小型化且靈活的波束賦形，這是一個非常有前景和實(shí)用意義的技術(shù)。

如前所述，為滿足空間覆蓋性和高數(shù)據(jù)率的不同要求，具有1 024個天線單元的相控MIMO系統(tǒng)已被使用，同時單載波上也已經(jīng)采用256 QAM的復(fù)雜調(diào)制形式。在理想情況下，包括天線在內(nèi)所有的射頻通道都是完全等同的，這也是絕大多數(shù)仿真設(shè)計(jì)所基于的前提。這樣，可以通過實(shí)現(xiàn)完美的波束賦形和波束掃描來達(dá)到空間覆蓋性和高數(shù)據(jù)率的雙重要求。眾所周知，每一個射頻前端都會不可避免地使用強(qiáng)非線性電路單元，特別是發(fā)射端的射頻功放（PA）工作在大信號強(qiáng)非線性區(qū)。這帶來了非線性調(diào)制，如幅度調(diào)制-幅度調(diào)制（AM-AM）和幅度調(diào)制-相位調(diào)制（AM-PM），也使得鄰近信道之間的信號泄露影響了相鄰信道功率比（ACPR）（一個描述系統(tǒng)線性度的重要指標(biāo)）。研究表明，在接收模式下，MIMO若干個接收信道間的交調(diào)分量，能夠在某些方向上形成相關(guān)疊加[13-14]。對于發(fā)射模式，眾多的PA很難做到完全一致，而且PA內(nèi)在的非線性效應(yīng)也不盡相同。對一個大規(guī)模MIMO系統(tǒng)來說，各個射頻通道的非線性調(diào)制（AM-AM和AMPM）效應(yīng)幾乎是準(zhǔn)隨機(jī)化的。MIMO的陣列規(guī)模越大，非線性調(diào)制效應(yīng)隨機(jī)變化就越大。最新實(shí)驗(yàn)表明[14]，當(dāng)各個射頻通道的增益在0.25～0.5 dB內(nèi)隨機(jī)變化時，MIMO系統(tǒng)的整體ACPR可以得到有效改善，比如具有256個單元的MIMO的ACPR相對于8個單元的MIMO改善了約3.5 dB。

▲圖4 歸一化核橫電模式場分布示意圖以及相對應(yīng)的尺寸比例

圖5僅是實(shí)驗(yàn)結(jié)果，目前尚無相關(guān)理論證明。如果這個趨勢是隨著陣列規(guī)模的增加而保持增加的，相比于8陣列來說，4 096陣列的MIMO規(guī)模的ACPR的改進(jìn)可能高達(dá)近10 dB。從理論上給出相關(guān)的分析與證明對于進(jìn)一步優(yōu)化大規(guī)模MIMO性能具有重要意義。

▲圖5 100 Mbaud 64正交振幅調(diào)制的ACPR與陣列規(guī)模的關(guān)系[14]

1.3 射頻本振對MIMO系統(tǒng)的影響

本振是任何一個無線通信系統(tǒng)射頻前端都不可或缺的電路單元，本振的任何相位噪聲都將直接影響到接收信號的矢量幅度誤差（EVM）。同樣，每一路的本振也會使任何一路發(fā)射通道的相位無法達(dá)到理論上的相位需要，從而直接影響到MIMO的波束賦形和波束掃描。為了提高相位噪聲指標(biāo)，傳統(tǒng)上都采用高性能的鎖相環(huán)（PLL）來實(shí)現(xiàn)低相噪。PLL將帶來很大的額外功耗（據(jù)統(tǒng)計(jì)，每一路接收通道的PLL功耗約為50～200 mW，每一路發(fā)射通道的 PLL 功耗約為 85～300 mW[15]）。也就是說，對于一對典型的接發(fā)收通道來說，PLL最高功耗可達(dá)500 mW。對于一個具有N個單元的大規(guī)模MIMO來說，僅PLL總功耗就高達(dá)N/2 W（對于2 048個單元的系統(tǒng)，最高功耗可達(dá)1 024 W）。在傳統(tǒng)射頻前端設(shè)計(jì)中，由于只有一路，為減小設(shè)計(jì)難度，主要精力被放在PLL上而不是在本振上。但對于大規(guī)模MIMO系統(tǒng)來說，不能簡單地依靠高性能的PLL（以功耗為代價(jià)）來抑制本振的相噪，因此，對于大規(guī)模MIMO系統(tǒng)的射頻前端而言，一個設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)就是極低功耗本振的設(shè)計(jì)技術(shù)[16]。根據(jù)射頻PA的設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)，如果PA的效率很低，那么該功放一定會消耗更多的能量，反之，PA的功耗就相對較小。這給了我們一個啟示：如果能提高本振效率，就有可能進(jìn)一步抑制本振的相噪。在高效PA設(shè)計(jì)中，一個很重要的提高效率的技術(shù)就是負(fù)載端的諧波控制和諧波回收?；?.12 μm SiGe工藝設(shè)計(jì)，文獻(xiàn)[15]利用效率提升技術(shù)實(shí)現(xiàn)了一款X波段的交叉耦合諧振電路（LC）本振，獲得了到目前為止最好的相噪水平。

1.4 大規(guī)模MIMO系統(tǒng)的射頻功放設(shè)計(jì)

雖然5G已經(jīng)來臨，但是由于受到建設(shè)周期和用戶終端等因素的限制，實(shí)際上移動網(wǎng)絡(luò)是多代混合運(yùn)營的。在比較長的一段時間內(nèi)，3G和4G甚至2G都會與5G共存，不同的制式使用不同的射頻頻段。

射頻PA是所有無線通信和移動通信中不可或缺的一個關(guān)鍵電路單元。從通信角度講，人們希望PA可以滿足所有不同頻段的要求，并在理想情況下，用一個PA涵蓋所有的工作射頻頻段；但從另一方面講，PA又是最耗能的電路單元（以4Tx/4Rx為例，近一半的基站能耗是由PA所消耗的）。因此，在設(shè)計(jì)階段，如何實(shí)現(xiàn)低功耗的PA成為一個巨大技術(shù)挑戰(zhàn)。眾所周知，PA的效率和帶寬是矛盾的。最佳的設(shè)計(jì)是將所有的射頻頻段分成若干組，每一組相對寬帶涵蓋某些射頻頻段[17-19]，因此多頻率段高效PA設(shè)計(jì)成為當(dāng)前的研究熱點(diǎn)之一。目前有多種設(shè)計(jì)方法和技巧來實(shí)現(xiàn)多頻率段高效PA，例如新的匹配網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)、可調(diào)單元、可重構(gòu)調(diào)諧電路、多頻諧波控制網(wǎng)絡(luò)和其他設(shè)計(jì)技術(shù)。由于高效且可以保持一定帶寬，幾十年來，Doherty功放（DPA）一直備受關(guān)注，同時也成為眾多多頻段PA核心基礎(chǔ)功放的首選。標(biāo)準(zhǔn)DPA是一個相對窄帶的功放，如何將其拓展為多頻段也成為當(dāng)前的熱點(diǎn)挑戰(zhàn)?；谄ヅ渚W(wǎng)絡(luò)的相位周期性和DPA，采用阻抗變換技術(shù)和相位補(bǔ)償技術(shù)，文獻(xiàn)[20]實(shí)現(xiàn)了6個頻率段的高效射頻功放。

2 大規(guī)模MIMO系統(tǒng)射頻前端設(shè)計(jì)面臨的新挑戰(zhàn)

2.1 動態(tài)空間能量分布需要新的定位理論與技術(shù)

對于傳統(tǒng)的單收單發(fā)（SISO）移動通信系統(tǒng)來說，已知給定接發(fā)收天線位置后、空間中的能量分布是固定且可以已知的（這是利用移動通信來進(jìn)行定位的前提假設(shè)），但是在大規(guī)模MIMO情形下，根據(jù)惠根斯原理，這些天線單元輻射出來的電磁場能量將會在空間中產(chǎn)生干涉現(xiàn)象（猶如光的干涉條紋一樣）。眾所周知，完全等同的多點(diǎn)源產(chǎn)生的水波存在干涉現(xiàn)象。由于標(biāo)量水波和標(biāo)量無線電波都滿足同樣的數(shù)學(xué)方程式——波動方程，所以兩者的波形具有可類比性。在大規(guī)模MIMO條件下，空間中電磁波的能量分布將隨點(diǎn)源的數(shù)量和點(diǎn)源的位置等的不同而具有不同的空間變化特征。當(dāng)每一個獨(dú)立點(diǎn)源的輸出幅度也隨時間變化時（比如，對于一個給定的大規(guī)模MIMO系統(tǒng)，根據(jù)使用環(huán)境的需求動態(tài)開啟不同數(shù)量的射頻通道、功放偏置電壓的波動導(dǎo)致各路射頻輸出功率幅度發(fā)生波動），空間中的總電磁波能量分布就成為一個隨時間和空間以及點(diǎn)源數(shù)量變化的函數(shù)。這些參量是動態(tài)變化的（準(zhǔn)隨機(jī)的）、無法事先預(yù)測的。也就是說，從接收端（觀測）的角度看到某一點(diǎn)的能量強(qiáng)度后，無法確定該位置所檢測到的能量幅度的變化，是由單點(diǎn)源輻射出的功率變化導(dǎo)致的，還是由不同數(shù)量的多點(diǎn)源輻射疊加后造成的（這是與傳統(tǒng)的SISO系統(tǒng)所不同的）。為了更好地定量描述這個現(xiàn)象，我們假設(shè)只有3個同頻不同幅度的點(diǎn)源，它們輻射的最大功率密度分別是P1=100 W/m2、P2=25 W/m2、P3=16 W/m2，則在空間中的最大（亮斑）和最?。ò蛋撸┠芰繒S著發(fā)射天線開啟的數(shù)量而變化（如表1所示）。

表1 空間能量分布隨發(fā)射源數(shù)量而變

對于2G/3G/4G來說，當(dāng)給定接發(fā)收位置和傳播環(huán)境時，接發(fā)收端之間的空間能量分布是固定的且可以預(yù)估的，接收端的任何能量變化都可以歸結(jié)到接發(fā)收之間的距離的變化。但對于MIMO系統(tǒng)來說，空間的能量分布還會隨著發(fā)射端數(shù)量的變化而變化，這使得利用傳統(tǒng)的空間能量分布來定位變得困難。因此，必須考慮發(fā)射端數(shù)量的動態(tài)變化，這正是大規(guī)模MIMO帶來的第一個新的挑戰(zhàn)。

2.2 接發(fā)收端之間處于遠(yuǎn)場的假設(shè)不再完全成立

目前文獻(xiàn)中討論MIMO都基于兩個基本假設(shè)：

1）所有的天線都是點(diǎn)源；

以N個單元的線天線陣為例，D=0.5N/λ，不同的線天線單元數(shù)對應(yīng)的遠(yuǎn)區(qū)場條件如表2所示。

眾所周知，大規(guī)模MIMO的最有效使用場景是微小區(qū)，也就是說，按照點(diǎn)源的假設(shè)，實(shí)際的工作場景很可能無法滿足遠(yuǎn)區(qū)場的條件。

表2 30 GHz時不同的線天線單元數(shù)對應(yīng)的遠(yuǎn)區(qū)場條件

▲圖6 一個輻射體的空間場分類

下面以Pad使用WiFi無線上網(wǎng)為例，說明即使是單個天線，點(diǎn)源假設(shè)也面臨著挑戰(zhàn)。假設(shè)Pad上的天線為點(diǎn)源、使用者站著上網(wǎng)，通常天線距離地面（假設(shè)是理想大地）的距離約為1.5 m。該點(diǎn)源的鏡像點(diǎn)源在離大地的負(fù)1.5 m處，并與真實(shí)的源構(gòu)成了一對偶極子。上半空間的場分布就是這一對偶極子的輻射場，這時D為3 m，WiFi的頻率約為2.5 GHz（波長為0.12 m）。此時，遠(yuǎn)區(qū)場條件則為在150 m之外。這意味著，WiFi的熱點(diǎn)只有在離使用者150 m之外，才能滿足通常的遠(yuǎn)區(qū)場定義，但在實(shí)際使用中都是在十幾米之內(nèi)，遠(yuǎn)沒有達(dá)到通常的遠(yuǎn)區(qū)場要求。

如果空間的電磁波能量為復(fù)數(shù)，那么接收天線端的總能量也是一個復(fù)數(shù)[21]：

需要說明的是，這里我們僅通過類比得出公式（5），沒有參照任何的數(shù)學(xué)推導(dǎo)或理論基礎(chǔ)。

3 結(jié)束語

大規(guī)模MIMO是保障未來網(wǎng)絡(luò)同時滿足高速率和大空間覆蓋要求的技術(shù)途徑，與傳統(tǒng)只有SISO的射頻前端設(shè)計(jì)有著很大區(qū)別，它不僅要滿足各項(xiàng)性能指標(biāo)，更為重要的是還必須考慮整個MIMO系統(tǒng)的成本；因此，DfC技術(shù)成為一個核心關(guān)鍵技術(shù)。圖7總結(jié)了設(shè)計(jì)技術(shù)的發(fā)展趨勢。

從無線電波角度看，5G/B5G的實(shí)際應(yīng)用場景已經(jīng)不再是傳統(tǒng)的遠(yuǎn)區(qū)場。這使得廣為應(yīng)用的點(diǎn)源和遠(yuǎn)區(qū)場下實(shí)數(shù)功率、實(shí)數(shù)波阻抗、標(biāo)量波等假設(shè)不再嚴(yán)格成立，并且基于這些假設(shè)得到的信道最大容量必須被修正。因此，5G/B5G時代的一個最核心基礎(chǔ)挑戰(zhàn)就是如何基于矢量電磁波來研究空間無線信道傳播，而如何基于波印廷矢量來分析最大信道容量是當(dāng)前面臨的迫切挑戰(zhàn)。

▲圖7 射頻前端設(shè)計(jì)技術(shù)先進(jìn)性

致謝

本工作是在廣東省“珠江人才計(jì)劃”領(lǐng)軍人才項(xiàng)目的資助下完成的，在此謹(jǐn)致謝意！