LTPS AMOLED顯示器像素電路閾值電壓補(bǔ)償效果的改善

皇甫魯江， 朱健超， 趙旭亮， 盧江楠， 劉利賓

(京東方科技集團(tuán)股份有限公司 技術(shù)中心， 北京 100176)

1 引 言

低溫多晶硅薄膜晶體管(Low Temperature Poly Silicon TFT，LTPS-TFT)固有的閾值電壓(Threshold Voltage,Vth)等特性的空間變動(dòng)性(Spatial Variation)對(duì)采用該器件驅(qū)動(dòng)的有源矩陣(Active Matrix，AM)有機(jī)發(fā)光二極管(OLED)顯示器畫(huà)面品質(zhì)有著不可忽視的影響[1]。LTPS AMOLED顯示器像素電路不僅要有顯示信號(hào)刷新、幀周期驅(qū)動(dòng)保持等基本功能，還需要對(duì)Vth變動(dòng)性進(jìn)行補(bǔ)償。各種帶有Vth補(bǔ)償功能的像素電路被提出以應(yīng)對(duì)這一問(wèn)題[2-4]，其中基于電壓方式像素顯示信號(hào)通過(guò)驅(qū)動(dòng)TFT(Drive TFT，DTFT)柵源間電壓信號(hào)的構(gòu)成進(jìn)行Vth變動(dòng)性補(bǔ)償[5-8]電壓型(Voltage Program)像素電路的效果得到了肯定，量產(chǎn)LTPS AMOLED顯示器主流像素電路多屬于這種類(lèi)型。

隨著移動(dòng)通信顯示等方面應(yīng)用中AMOLED顯示器分辨率、幀頻不斷提高，信號(hào)刷新行周期變短、像素面積減小，這類(lèi)電路的工作過(guò)程受到了負(fù)面影響。由于Vth變動(dòng)性補(bǔ)償效果不充分產(chǎn)生的畫(huà)面品質(zhì)問(wèn)題，成為高分辨率、高幀頻AMOLED顯示器像素電路特性的制約因素。部分產(chǎn)品不得不采用外部輔助技術(shù)進(jìn)行補(bǔ)償[9]，造成了技術(shù)復(fù)雜程度提高和成本增加。本文介紹的工作致力于通過(guò)像素電路本身的改進(jìn)應(yīng)對(duì)高分辨率、高幀頻趨勢(shì)下Vth補(bǔ)償效果劣化問(wèn)題。根據(jù)我們此前針對(duì)像素電路Vth補(bǔ)償效果隨顯示分辨率、幀頻提高而下降問(wèn)題進(jìn)行的研究[10]，本文試圖通過(guò)進(jìn)一步的電路工作過(guò)程分析，確認(rèn)影響Vth補(bǔ)償?shù)年P(guān)鍵因素，針對(duì)性地提出像素電路改進(jìn)對(duì)策。

2 像素電路工作過(guò)程

圖1 一種電壓型Vth補(bǔ)償像素LTPS AMOLED像素電路Fig.1 Voltage-program LTPS AMOLED pixel circuit

圖1是一種電壓型Vth補(bǔ)償像素電路，相關(guān)分析可以作為類(lèi)似主流電壓型LTPS AMOLED顯示器像素電路工作過(guò)程的參考。在電路中，DT line為數(shù)據(jù)線(Data line)，用于傳輸幀像素顯示電壓信號(hào)(Voltage Data，Vdt)。T3是輸出像素OLED驅(qū)動(dòng)電流的DTFT，其余TFT為開(kāi)關(guān)TFT(Switch TFT，STFT)，s、d、g分別表示TFT的源、漏和柵極。存儲(chǔ)電容(Storage capacity，Cst)用于保持Vdt、Vth相關(guān)電位/電壓信號(hào)，也是Vdt、Vth信號(hào)疊加及與基準(zhǔn)電位耦合的電容，N1、N2為電容兩端節(jié)點(diǎn)。像素OLED工作電壓為Vop。Rn、Sn、Dn和EMn分別是第n行像素電路的復(fù)位(Reset)、Vdt刷新(Refresh)、Vth獲取(Detection)和OLED驅(qū)動(dòng)發(fā)光(Emission)時(shí)序控制信號(hào)。時(shí)序開(kāi)始時(shí)控制信號(hào)由高電平跳變至低電平(VgH→VgL)的下降沿和結(jié)束時(shí)VgL→VgH的上升沿分別控制相關(guān)pMOS型STFT的導(dǎo)通和截止。Vint、Vref分別是初始化復(fù)位電位和信號(hào)基準(zhǔn)電位，Vdd、Vss分別表示OLED驅(qū)動(dòng)電源陽(yáng)極和陰極電位。為敘述方便設(shè)定Vdd為整個(gè)電路的參考電位，即取Vdd=0 V。這樣DTFT的柵、源間電壓Vgs相關(guān)電位間形式上有等效關(guān)系:Vgs=VN1-Vdd=VN1。

這里以關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)N1、N2電位變化為線索描述該電路幀周期的各個(gè)工作過(guò)程。時(shí)序Rn時(shí)，節(jié)點(diǎn)N1接Vint對(duì)Cst復(fù)位以消除前幀驅(qū)動(dòng)信號(hào)的影響。時(shí)序Sn/Dn時(shí)，DT line通過(guò)節(jié)點(diǎn)N2對(duì)Cst充電，在節(jié)點(diǎn)N2獲得像素顯示信號(hào)Vdt電位，同時(shí)電源Vdd通過(guò)二極管短接DTFT(柵、源短接的DTFT可簡(jiǎn)化直流等效為壓降Vth的二極管)和節(jié)點(diǎn)N1對(duì)Cst充電。如果充電時(shí)間充分，可在節(jié)點(diǎn)N1獲取Vth電位。過(guò)程結(jié)束時(shí)，Cst電壓為-Vdt+Vth(N1作為信號(hào)端，N2作為參考/基準(zhǔn)端)。時(shí)序EMn時(shí)，節(jié)點(diǎn)N2接基準(zhǔn)電位Vref，基于Vref和Cst上電壓-Vdt+Vth在節(jié)點(diǎn)N1形成驅(qū)動(dòng)電壓信號(hào)Vref-Vdt+Vth，其中的Vth成分可以補(bǔ)償DTFTVth變動(dòng)性的影響。實(shí)際上，Vdt、Vth信號(hào)疊加并與基準(zhǔn)電位Vref耦合形成驅(qū)動(dòng)信號(hào)的過(guò)程是Sn/Dn結(jié)束時(shí)刻就啟動(dòng)的跨時(shí)序瞬態(tài)過(guò)程。考慮節(jié)點(diǎn)N1的各種寄生效應(yīng)，這個(gè)瞬態(tài)過(guò)程不能在EMn時(shí)序開(kāi)始瞬間完成，而是滯后一段時(shí)間才能穩(wěn)定，形成的驅(qū)動(dòng)信號(hào)也有所損失。驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成后，由Cst保持在節(jié)點(diǎn)N1，維持DTFT輸出像素OLED驅(qū)動(dòng)電流。

上述過(guò)程中，以分時(shí)占用數(shù)據(jù)線逐行掃描(Line Scan)方式進(jìn)行的像素Vdt刷新并保持是有源矩陣顯示電路構(gòu)架的基本特征。驅(qū)動(dòng)信號(hào)中精確的Vth成分是補(bǔ)償效果的基礎(chǔ)。Vth獲取精度以及驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成過(guò)程中的Vth精度損失直接影響了其補(bǔ)償效果。

3 Vth獲取過(guò)程分析和精度改善

3.1 影響Vth獲取精度的因素

圖2所示是圖1像素電路Vth獲取充電過(guò)程的等效電路，其中僅包含對(duì)Vth獲取充電過(guò)程影響較大的因素，忽略了其他寄生效應(yīng)的影響。Vth獲取精度[10]分析需要考慮Vth獲取相關(guān)電容充電過(guò)程中DTFT T3轉(zhuǎn)移特性電流和節(jié)點(diǎn)N1電位(=Vgs)間的相互作用。相關(guān)電容不僅包括存儲(chǔ)電容Cst，還包括與節(jié)點(diǎn)N1相連接的DTFT T3柵源電容Cgs。T3柵漏電容Cgd雖然也與節(jié)點(diǎn)N1相連，但充電過(guò)程中被T2短路不發(fā)生影響。二極管短接DTFT轉(zhuǎn)移特性電流對(duì)相關(guān)電容充電時(shí)，節(jié)點(diǎn)N1電位VN1(t)滿(mǎn)足微分方程：

圖2 Vth獲取充電過(guò)程等效電路Fig.2 Vth detection charging equivalent circuit

(1)

K是由結(jié)構(gòu)參數(shù)決定的DTFT增益系數(shù)。需要說(shuō)明的是TFT電容Cgs包含的溝道MOS電容成分隨偏壓變化問(wèn)題[11]的處理。充電初期DTFT T3處于飽和工作區(qū)，Cgs溝道電容是強(qiáng)反型MOS電容；充電接近結(jié)束時(shí)，VN1接近Vth使DTFT溝道處于臨界反型狀態(tài)，Cgs溝道電容有微小降低，但變化數(shù)值小對(duì)充電過(guò)程影響不大。為突出核心過(guò)程，也假設(shè)Cgs為固定電容。

解微分方程(1)，按圖2中初始條件得到方程特解：

(2)

由式(2)可以直觀理解得出結(jié)論：只要充電時(shí)間充分(t→∞)，節(jié)點(diǎn)N1電位VN1(t)就會(huì)逼近Vth，即在節(jié)點(diǎn)N1獲取精確的Vth?？紤]到刷新掃描行周期限制，典型情況下相關(guān)電路Vth獲取充電時(shí)間并不充分，尤其是在高分辨率、高幀頻趨勢(shì)下，行周期時(shí)間不斷縮短造成了Vth獲取精度劣化；另一方面，Vth獲取充電與Vdt刷新充電共享Cst作為信號(hào)保持電容還會(huì)使Vth獲取充電過(guò)程受不同Vdt電位影響，造成Vth獲取精度不穩(wěn)定。

3.2 關(guān)鍵因素檢討和改進(jìn)對(duì)策

基于電路簡(jiǎn)潔性和像素電路布圖(Layout)效率的考慮，多數(shù)實(shí)用電壓型Vth補(bǔ)償像素電路傾向以各種方式共享Cst作為Vth獲取和Vdt刷新充電過(guò)程的信號(hào)保持電容。這種構(gòu)架還可以直接在Cst上實(shí)現(xiàn)Vdt、Vth信號(hào)疊加。圖1及文獻(xiàn)[7]電路中Vdt、Vth分別以電容的兩端作為信號(hào)獲取端，跨Cst獲取電壓-Vdt+Vth；也有電路直接采用Vdt作為Vth獲取充電電源[6,8]，跨Cst獲取電壓Vdt+Vth。但這種構(gòu)架也使兩個(gè)信號(hào)獲取過(guò)程關(guān)聯(lián)同步，Vdt刷新掃描行周期成為Vth獲取充電時(shí)間的硬性制約。

從電路各工作過(guò)程發(fā)生的前提和功能考慮，Vth獲取充電過(guò)程不必依賴(lài)于Vdt信號(hào)。分離Vdt刷新充電和Vth獲取充電過(guò)程，就有機(jī)會(huì)解決Vdt刷新掃描行周期對(duì)Vth獲取充電持續(xù)時(shí)間的硬性制約。這種構(gòu)架要求像素電路具有相互獨(dú)立的Vdt、Vth信號(hào)保持單元，不僅可以使Vth獲取充電過(guò)程持續(xù)充分長(zhǎng)的時(shí)間，還能避免該過(guò)程受到不同Vdt信號(hào)電位的影響，確保Vth獲取精度和穩(wěn)定性。文獻(xiàn)[12-13]像素電路核心部分具備上述特征，但其結(jié)構(gòu)決定驅(qū)動(dòng)保持期間DTFT柵極電位易受DT line信號(hào)波動(dòng)的影響，實(shí)際應(yīng)用存在串?dāng)_等顯示品質(zhì)制約。

圖3 Vdt刷新(a)和Vth獲取(b)過(guò)程分離像素電路Fig.3 Pixel circuit of separated Vdt refreshing (a) and Vth detection (b)

圖3是我們?cè)趫D1像素電路的基礎(chǔ)上提出的具有Cdt(虛線框內(nèi)部分)、Cvth兩個(gè)電容保持單元的像素電路，可以使Vdt刷新、Vth獲取兩個(gè)充電過(guò)程相互獨(dú)立，Cdt、Cvth容量應(yīng)大致相等。Vref1、Vref分別是復(fù)位和數(shù)據(jù)刷新、驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成和保持的參考電位和基準(zhǔn)電位。該電路包含的工作過(guò)程與主流電壓型像素電路大致相同，但利用互相獨(dú)立的信號(hào)保持單元、相應(yīng)STFT開(kāi)關(guān)電路和時(shí)序控制信號(hào)，可以更合理地安排不同工作過(guò)程發(fā)生的順序和持續(xù)時(shí)間。該電路節(jié)點(diǎn)N3接Vref，有利于屏蔽DT line信號(hào)波動(dòng)對(duì)節(jié)點(diǎn)N1電位穩(wěn)定性的影響。仍以關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)N1、N2、N3電位變化為線索描述該電路幀周期包含的工作過(guò)程。時(shí)序Rn/Sn時(shí)，Cdt、Cvth共同端節(jié)點(diǎn)N2接參考電位，節(jié)點(diǎn)N1接Vint對(duì)Cvth復(fù)位，消除其中包含前幀驅(qū)動(dòng)信號(hào)的影響，同時(shí)DT line通過(guò)節(jié)點(diǎn)N3對(duì)Cdt充電刷新Vdt信號(hào)，在節(jié)點(diǎn)N3獲取Vdt電位。由于復(fù)位需要的時(shí)間較短，通常不會(huì)因行周期制約而影響復(fù)位品質(zhì)。Dn時(shí)序時(shí)，二極管短接DTFT通過(guò)節(jié)點(diǎn)N1對(duì)Cvth充電。該過(guò)程中節(jié)點(diǎn)N3的Vdt電位由Cdt電容單元電路保持、不占用數(shù)據(jù)線，因此可以不受行周期限制而持續(xù)充分長(zhǎng)的時(shí)間，從而在節(jié)點(diǎn)N1獲取精確的Vth電位。Dn時(shí)序結(jié)束時(shí)，節(jié)點(diǎn)N2直流浮空，Cdt與Cth形成串聯(lián)電容，兩個(gè)電容上信號(hào)疊加形成串聯(lián)電容電壓-Vdt+Vth。這個(gè)串聯(lián)電容在驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成和保持過(guò)程中的作用等效于圖1電路中的保持電容Cst，所以也用Cst表述。時(shí)序EMn時(shí)，節(jié)點(diǎn)N3接基準(zhǔn)電位Vref，基于Vref和串聯(lián)電容Cst上電壓-Vdt+Vth在節(jié)點(diǎn)N1形成驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vth+Vref-Vdt。之后驅(qū)動(dòng)信號(hào)由串聯(lián)Cst保持在節(jié)點(diǎn)N1，維持DTFT幀周期內(nèi)輸出像素OLED驅(qū)動(dòng)電流。

更有利的電路工作過(guò)程順序是設(shè)置專(zhuān)用的復(fù)位時(shí)序Rn啟動(dòng)復(fù)位過(guò)程，然后是時(shí)序Dn對(duì)應(yīng)的Vth獲取充電過(guò)程，在Dn結(jié)束時(shí)用時(shí)序Sn啟動(dòng)Vdt刷新過(guò)程。這種安排不僅可以避免復(fù)位過(guò)程受行周期制約，更可以避免Vth獲取充電過(guò)程中節(jié)點(diǎn)N3保持的Vdt電位因負(fù)面寄生效應(yīng)而發(fā)生精度損失。代價(jià)是增設(shè)一條專(zhuān)用的Rn時(shí)序控制信號(hào)線。

3.3 Vth獲取充電過(guò)程持續(xù)時(shí)間延長(zhǎng)的效果

我們基于圖3中Vdt刷新、Vth獲取過(guò)程分離像素電路構(gòu)架，按一種典型應(yīng)用情況進(jìn)行量化設(shè)計(jì)，同時(shí)采用圖1中電路構(gòu)架進(jìn)行相應(yīng)設(shè)計(jì)作為參考。假設(shè)LTPS-TFTVth變動(dòng)為δVth=0.5 V，模擬不同構(gòu)架和設(shè)置像素電路像素OLED驅(qū)動(dòng)電流的相對(duì)變動(dòng)幅度δIOLED，評(píng)價(jià)其Vth變動(dòng)性補(bǔ)償效果，參見(jiàn)表1。

表1 δVth=0.5 V時(shí)OLED驅(qū)動(dòng)電流變動(dòng)性δIOLED模擬Tab.1 Simulation result of δ Ioled variation on δVth=0.5 V (%)

表1中Dn表示時(shí)序持續(xù)時(shí)間，單位H是掃描行周期，參見(jiàn)圖1(b)、圖3(b)。隨著Dn時(shí)序持續(xù)時(shí)間的加長(zhǎng)，過(guò)程分離電路構(gòu)架像素電路Vth變動(dòng)對(duì)OLED驅(qū)動(dòng)電流的影響逐步減弱，大約在20 H左右，就可以認(rèn)為Vth變動(dòng)性的影響基本被補(bǔ)償抑制；參考電路構(gòu)架的像素電路只能以1 H(60 Hz幀頻1 H時(shí)間相當(dāng)于120 Hz幀頻2 H)持續(xù)時(shí)間充電獲取Vth，其補(bǔ)償能力與過(guò)程分離電路Dn時(shí)序持續(xù)2 H結(jié)果相似，遠(yuǎn)達(dá)不到理想水平。

(a)Vth獲取充電時(shí)間充分(Dn=30 H) Mura效果(a) Mura state with sufficient Vth detection time (Dn=30 H)

(b) Vth獲取充電時(shí)間同行周期(Dn=1 H) Mura效果(b) Mura state with line scan period Vth detection (Dn=1 H) 圖4 像素電路不同Dn設(shè)置低灰階均勻場(chǎng)補(bǔ)償效果對(duì)比Fig.4 Vth compensation effect on low grey uniform field of various Dn time

我們按過(guò)程分離像素電路構(gòu)架量化設(shè)計(jì)制作了顯示器樣品以驗(yàn)證改善效果。圖4是樣品以120 Hz幀頻顯示低灰階白平衡均勻場(chǎng)時(shí)的Mura缺陷效果照片。術(shù)語(yǔ)Mura表示與顯示內(nèi)容無(wú)關(guān)沒(méi)有明顯邊界的畫(huà)面不均勻形貌特征。選擇低灰階場(chǎng)景是因?yàn)镸ura通常在低灰階下更容易顯現(xiàn)。為便于辨識(shí)，影像的亮度做了統(tǒng)一的調(diào)整。實(shí)際上，弱Mura缺陷通過(guò)照片進(jìn)行評(píng)價(jià)是困難的，圖4中Mura對(duì)比僅有相對(duì)和參考意義。本文樣品評(píng)價(jià)的結(jié)論主要是通過(guò)直接的視覺(jué)評(píng)價(jià)得出的。

圖4照片(a)樣品Dn時(shí)序持續(xù)時(shí)間設(shè)置為30 H，即Vth獲取充電時(shí)間充分；照片(b)是同一樣品Dn時(shí)序持續(xù)時(shí)間設(shè)置為1 H，即Vth獲取充電時(shí)間與行周期相同?？梢钥吹疆?dāng)Vth補(bǔ)償充電時(shí)間充分時(shí)，Mura缺陷被明顯抑制。照片4(b)中細(xì)豎條紋Mura是LTPS準(zhǔn)分子激光退火工藝產(chǎn)生的典型缺陷形貌特征，這種缺陷也是Vth變動(dòng)性的主要原因。隨著Dn時(shí)序持續(xù)時(shí)間的加長(zhǎng)，Vth獲取充電時(shí)間充分的樣品相關(guān)Mura顯著減弱，說(shuō)明Vth變動(dòng)對(duì)OLED驅(qū)動(dòng)電流的影響被電路補(bǔ)償抑制了。

4 驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成瞬態(tài)過(guò)程中Vth精度損失和對(duì)策

4.1 時(shí)序轉(zhuǎn)換中電路狀態(tài)分析

這里假設(shè)Vth獲取充電過(guò)程結(jié)束前在節(jié)點(diǎn)N1獲取的Vth是精確的，以便重點(diǎn)關(guān)注之后的精度損失。仍以相對(duì)簡(jiǎn)單的圖1中像素電路進(jìn)行相關(guān)問(wèn)題分析。Dn/Sn時(shí)序結(jié)束時(shí)，Vth獲取充電通路上的STFT T2截止。接下來(lái)EMn時(shí)序控制節(jié)點(diǎn)N2由Dn/Sn時(shí)序結(jié)束時(shí)的電位Vdt轉(zhuǎn)接到基準(zhǔn)電位Vref，Vdt、Vth信號(hào)及基準(zhǔn)電位Vref耦合在節(jié)點(diǎn)N1形成驅(qū)動(dòng)信號(hào)。這個(gè)涉及兩個(gè)時(shí)序轉(zhuǎn)換的瞬態(tài)過(guò)程可以用圖5所示等效電路描述。等效電路僅包含對(duì)DTFT驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成瞬態(tài)過(guò)程影響較大的因素，忽略了其他寄生效應(yīng)的影響。與節(jié)點(diǎn)N1相關(guān)DTFT T3柵源、柵漏電容Cgs、Cgd和STFT T2柵漏電容CT2gd包含了半導(dǎo)體MOS電容性質(zhì)的溝道電容，其容量隨偏壓而變化[11]。為表述方便，這里把因相關(guān)節(jié)點(diǎn)電位跳變隨偏壓變化后的TFT柵源、柵漏電容用上標(biāo)“+”標(biāo)識(shí)。

圖5 Vth獲取過(guò)程結(jié)束時(shí)刻等效電路圖Fig.5 Equivalent circuit of transition status at the end of Vth detection

時(shí)序轉(zhuǎn)換瞬態(tài)過(guò)程前后，節(jié)點(diǎn)N1、N2及其他相關(guān)節(jié)點(diǎn)的電位變動(dòng)不僅造成電荷在節(jié)點(diǎn)N1相關(guān)電容間重新分配，也使相關(guān)TFT溝道電容發(fā)生變化影響電荷再分配的結(jié)果。根據(jù)電荷量守恒原理，相關(guān)節(jié)點(diǎn)電位跳變前后，與節(jié)點(diǎn)N1連接的Cst和其他電容間電荷分配滿(mǎn)足守恒方程：

δQN1=δQst+δQgs+δQgd+δQT2gd=0，

(3)

解方程(3)得在節(jié)點(diǎn)N1Vdt、Vth疊加后形成的驅(qū)動(dòng)信號(hào)電位：

(4)

式(4)中等號(hào)右側(cè)第1項(xiàng)為驅(qū)動(dòng)信號(hào)中目標(biāo)Vth成分，用以補(bǔ)償Vth變動(dòng)性的影響。第3項(xiàng)為目標(biāo)Vdt信號(hào)成分，用以控制像素OLED驅(qū)動(dòng)電流。第2、4項(xiàng)分別表示由于相關(guān)TFT電容增量對(duì)驅(qū)動(dòng)信號(hào)中Vth、Vdt成分造成的攤薄等效應(yīng)。第5項(xiàng)是相關(guān)電容增量和其他節(jié)點(diǎn)電位跳變耦合造成的節(jié)點(diǎn)N1電位平移。其中，第4、5兩項(xiàng)表示的Vdt相關(guān)精度損失和平移可以通過(guò)Vdt信號(hào)修正補(bǔ)償，我們僅關(guān)注Vth相關(guān)的第2項(xiàng)，即Vth的精度損失Vthls，單獨(dú)表示為：

(5)

4.2 造成轉(zhuǎn)換過(guò)程Vth精度損失的因素和對(duì)策

式(5)右側(cè)項(xiàng)分子涉及的因素，反映了造成Vth精度損失的直接原因，形式上是節(jié)點(diǎn)N1相連接電容整體增量。其中CT2gd+-CT2gd是STFT T2柵漏溝道電容從導(dǎo)通態(tài)變?yōu)榻刂箲B(tài)的增量。這個(gè)過(guò)程中STFT T2導(dǎo)電溝道消失，溝道電容為負(fù)增量。模擬研究表明，這一負(fù)增量幅度較大，對(duì)Vth精度損失有突出的影響。MOS開(kāi)關(guān)器件這種狀態(tài)轉(zhuǎn)換過(guò)程中溝道電容變動(dòng)造成的信號(hào)精度損失，IC技術(shù)稱(chēng)為開(kāi)關(guān)誤差(Switching Induced Error)[14]。

式(5)中Cgs+-Cgs表示DTFT T3柵源溝道電容從Vth獲取過(guò)程結(jié)束時(shí)臨界截止?fàn)顟B(tài)轉(zhuǎn)換到驅(qū)動(dòng)信號(hào)偏置輸出像素OLED驅(qū)動(dòng)電流狀態(tài)的增量。另外，Vth獲取過(guò)程中柵漏電容Cgd被短路而無(wú)存儲(chǔ)電荷，獲取過(guò)程結(jié)束時(shí)整個(gè)Cgd+被釋放成為增量電容(包括溝道電容成分和固定寄生電容成分等)[15]。模擬研究表明T3溝道電容在時(shí)序轉(zhuǎn)換中偏壓及變化幅度不大，Cgd固定寄生電容也較小，DTFT T3相關(guān)電容增量及其影響較小。

時(shí)序轉(zhuǎn)換過(guò)程中與節(jié)點(diǎn)N1連接的STFT T2、DTFT T3相關(guān)電容總增量是負(fù)值。為補(bǔ)償其影響，需要在節(jié)點(diǎn)N1曾設(shè)一個(gè)正增量的MOS補(bǔ)償電容Ccmp，以便使下列關(guān)系成立：

(6)

如果利用相同的像素電路基板制作工藝流程制作pMOS溝道電容Ccmp進(jìn)行補(bǔ)償，則有Dn時(shí)序信號(hào)反向電平偏置，或pMOS溝道電容反向連接、Dn時(shí)序信號(hào)同向電平偏置2種對(duì)策方案，實(shí)質(zhì)上是利用補(bǔ)償TFT的反向開(kāi)關(guān)誤差補(bǔ)償STFT T2開(kāi)關(guān)誤差[16]及其他誤差。

(a) 電路原理圖(a) Pixel circuit schematic

(b) 控制時(shí)序及對(duì)應(yīng)工作過(guò)程(b) Operation timing and process圖6 Vth獲取過(guò)程結(jié)束時(shí)STFT T2開(kāi)關(guān)誤差補(bǔ)償Fig.6 Compensation for STFT T2 switching error at the end of Vth detection

圖6是Dn時(shí)序信號(hào)反向電平偏置pMOS補(bǔ)償電容對(duì)時(shí)序轉(zhuǎn)換中Vth精度損失進(jìn)行補(bǔ)償?shù)碾娐穼?duì)策方案。虛線框中補(bǔ)償TFT T9電容CT9gs+CT9gd等效為補(bǔ)償電容Ccmp，利用EMn時(shí)序信號(hào)電平作為Dn時(shí)序信號(hào)反向電平偏置。T9溝道電容在EM時(shí)序開(kāi)始與T2溝道電容在Sn時(shí)序結(jié)束偏置變動(dòng)幅度相同、方向相反，通過(guò)T9適當(dāng)?shù)慕Y(jié)構(gòu)參數(shù)設(shè)計(jì)，可以使其溝道電容變化Ccmp+-Ccmp抵消T2、T3相關(guān)電容大部分增量，即式(6)近似成立，補(bǔ)償STFT T2截止過(guò)程的開(kāi)關(guān)誤差及部分DTFT T3電容增量造成的誤差。

4.3 補(bǔ)償STFT開(kāi)關(guān)誤差的電路對(duì)策效果

圖7是通過(guò)補(bǔ)償電容Ccmp對(duì)增量電容造成的Vth精度損失進(jìn)行補(bǔ)償效果的模擬曲線，包括視覺(jué)相對(duì)敏感的中、低灰階兩種狀態(tài)，幀頻設(shè)定為60 Hz。在相同的Vth變動(dòng)幅度δVth下，有Ccmp補(bǔ)償電路Vth精度損失造成的驅(qū)動(dòng)電流變動(dòng)幅度δIOLED明顯被抑制。

圖7 TFT電容增量補(bǔ)償效果模擬評(píng)價(jià)Fig.7 Simulation of TFT capacity increment compensation effect

模擬結(jié)果表明，只要補(bǔ)償TFT(Ccmp)設(shè)計(jì)適當(dāng)，δIOLED-δVth曲線就會(huì)充分接近水平坐標(biāo)軸，即δIOLED充分小。但由于δIOLED-δVth關(guān)系本身是非線性的，補(bǔ)償不能完全抑制Vth變動(dòng)性對(duì)IOLED的影響。非線性的δIOLED-δVth關(guān)系的原因是：時(shí)序轉(zhuǎn)換過(guò)程中，DTFT T3溝道電容的偏壓Vgs、Vds變動(dòng)幅度與Vdt相關(guān)，中、低灰階下小幅度Vdt信號(hào)產(chǎn)生的Cgs、Cgd增量隨Vdt變化而變化，而時(shí)序信號(hào)偏置大幅度變動(dòng)|VgH-VgL|造成的CT2gd、Ccmp增量則幾乎是固定的[11]，因此式(6)無(wú)法在不同灰階顯示信號(hào)Vdt下都嚴(yán)格成立。這意味著，通過(guò)反向開(kāi)關(guān)誤差雖然可以較好地補(bǔ)償影響較大的STFT T2截止時(shí)的開(kāi)關(guān)誤差，但無(wú)法完全補(bǔ)償DTFT T3溝道電容增量等造成的Vth精度損失。

(a) 有電容增量補(bǔ)償電路低灰階Mura效果(a) Low grey level Mura with capacity increment compensation

(b) 無(wú)電容增量補(bǔ)償參考電路低灰階Mura效果(b) Low grey level Mura without capacity increment compensation 圖8 電容增量補(bǔ)償效果樣品對(duì)比Fig.8 Effect of TFT capacity increment compen-sation through sample comparison

圖8照片(a)是有電容增量補(bǔ)償像素電路樣品顯示低灰階白平衡均勻場(chǎng)的Mura缺陷效果，照片(b)是無(wú)電容增量補(bǔ)償參考像素電路樣品的效果，照片(a)中有補(bǔ)償像素電路樣品的Mura相對(duì)較輕。由于工藝、設(shè)計(jì)和工作狀態(tài)的差異，圖8中Mura形貌的方向性等特征與圖4不同。

5 結(jié) 論

Vth空間變動(dòng)性補(bǔ)償效果是LTPS AMOLED顯示器像素電路的關(guān)鍵特性。在AMOLED顯示高分辨率、高幀頻趨勢(shì)下Vth補(bǔ)償效果劣化。本文根據(jù)相關(guān)像素電路工作過(guò)程分析結(jié)果，提出了延長(zhǎng)Vth獲取充電時(shí)間、補(bǔ)償相關(guān)TFT電容增量誤差的電路改進(jìn)對(duì)策，改進(jìn)的電路對(duì)Vth補(bǔ)償有良好的改善效果。針對(duì)像素OLED驅(qū)動(dòng)電流受Vth變動(dòng)影響突出的低灰階狀態(tài)，模擬結(jié)果表明Vth獲取和Vdt刷新過(guò)程分離像素電路的OLED驅(qū)動(dòng)電流變動(dòng)降低為參考電路的1/7以下；反向增量電容補(bǔ)償像素電路OLED驅(qū)動(dòng)電流變動(dòng)大約為與無(wú)補(bǔ)償參考電路的1/2。樣品視覺(jué)評(píng)價(jià)結(jié)果與模擬結(jié)果趨勢(shì)相符?？紤]到不同灰階和更多樣品的整體狀態(tài)，改善像素電路樣品的相關(guān)顯示品質(zhì)可以達(dá)到實(shí)際應(yīng)用可接受以上水平。

本文所述的Vth補(bǔ)償效果改善對(duì)策仍然存在一些問(wèn)題。其中Vth補(bǔ)償充電、Vdt刷新充電過(guò)程分離像素電路中，由Cdt、Cvth串聯(lián)形成的Cst電容值折損大，像素電路需要更大的布圖面積，造成高分辨率像素電路布圖困難；反向STFT開(kāi)關(guān)誤差補(bǔ)償也不能完全補(bǔ)償像素電路驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成過(guò)程中Vth精度損失。但這些問(wèn)題并沒(méi)有掩蓋核心技術(shù)概念的改善效果，只要持續(xù)改進(jìn)、逐步優(yōu)化，就有機(jī)會(huì)使技術(shù)概念的優(yōu)越性在應(yīng)用中顯現(xiàn)。