基于不對(duì)稱結(jié)構(gòu)的級(jí)聯(lián)五開關(guān)多電平逆變器

胡文華， 章超凡

（華東交通大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，南昌330013）

0 引 言

在中壓大功率傳動(dòng)領(lǐng)域，級(jí)聯(lián)多電平逆變器由于其功率等級(jí)高、輸出波形質(zhì)量好、電壓變化率du／dt小、易于實(shí)現(xiàn)模塊化設(shè)計(jì)制造等優(yōu)點(diǎn)而廣泛應(yīng)用［1-6］。目前傳統(tǒng)的級(jí)聯(lián)多電平逆變器中級(jí)聯(lián)H橋逆變器應(yīng)用較多［7-9］。但在輸出電平數(shù)增多時(shí)，級(jí)聯(lián)單元數(shù)量也在相應(yīng)增加，導(dǎo)致產(chǎn)生開關(guān)管數(shù)量急劇增加的問題。文獻(xiàn)［10-13］中提出一種在H橋的基礎(chǔ)上只增加一個(gè)輔助開關(guān)管卻能夠輸出5電平的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，與傳統(tǒng)H橋逆變器相比減少了2個(gè)高頻開關(guān)器件，簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)，減小了開關(guān)損耗。文獻(xiàn)［14-16］中提出了在單相H橋的基礎(chǔ)上增加一個(gè)直流源得以輸出不對(duì)稱的4電平，兩單元級(jí)聯(lián)后可對(duì)稱輸出9電平的逆變器拓?fù)洌瑴p少了開關(guān)管的數(shù)量，降低了成本。但這兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在為獲得更高電平數(shù)時(shí)只能提高級(jí)聯(lián)單元數(shù)量，從而產(chǎn)生開關(guān)器件增多、可靠性降低以及系統(tǒng)控制復(fù)雜等問題。

本文綜合了以上兩種拓?fù)涞膬?yōu)缺點(diǎn)，提出了一種基于不對(duì)稱結(jié)構(gòu)的級(jí)聯(lián)五開關(guān)多電平逆變器（ACFSMC），該逆變器由2個(gè)不對(duì)稱6電平逆變器反向級(jí)聯(lián)而成，可以輸出15電平，并給出了相應(yīng)的調(diào)制方法。該方法以期望輸出波形為目標(biāo)，對(duì)載波層疊后的PWM脈沖信號(hào)按照一定的規(guī)律進(jìn)行與或非等處理得到各開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)逆變器的控制。最后通過MATLAB2016／Simulink進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)來驗(yàn)證理論分析的正確性。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文所提出的ACFSMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，其由2個(gè)非對(duì)稱6電平逆變器反向級(jí)聯(lián)而成，圖2是其級(jí)聯(lián)單元模塊。它在傳統(tǒng)的五開關(guān)H橋電路基礎(chǔ)上增加了一個(gè)直流電源，使得每個(gè)半橋橋臂的直流母線電壓不同，分別為3E和4E。其中右邊半橋開關(guān)管S1、S2開關(guān)狀態(tài)互補(bǔ)，工作在基頻狀態(tài)，左邊半橋S3、S4、S5工作在高頻狀態(tài)。以直流電壓源負(fù)端為參考點(diǎn)，輸出電壓uo有4E、3E、E、0、－E、－3E 6種電平。對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)如表1所示。

圖1 不對(duì)稱級(jí)聯(lián)五開關(guān)多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

表1 不對(duì)稱五開關(guān)六電平逆變器輸出電壓與開關(guān)狀態(tài)之間的關(guān)系

可以看出，單元模塊的輸出電壓電平不對(duì)稱，為了使級(jí)聯(lián)后輸出電壓電平對(duì)稱，故采用兩單元反向級(jí)聯(lián)的連接方式。由表1可知，uao可以輸出4E、3E、E、0、－E 和－3E 6種電平；同樣uob可以輸出3E、E、0、－E、－3E和－4E 6種電平。由uab＝uao＋uob可知，uab可輸出±7E、±6E、±5E、±4E、±3E、±2E、±E、0共15個(gè)電平。

通過以上分析，當(dāng)同樣輸出15電平時(shí)，ACFSMC只需要10個(gè)開關(guān)器件和6個(gè)直流電源。而傳統(tǒng)的級(jí)聯(lián)H橋多電平逆變器則需要28個(gè)開關(guān)器件和7個(gè)直流電源。所以該拓?fù)渚哂兴柙骷俸拖到y(tǒng)控制相對(duì)簡(jiǎn)單的特點(diǎn)，若將其應(yīng)用在三相系統(tǒng)時(shí)，這種優(yōu)點(diǎn)會(huì)更加突出。

2 調(diào)制策略

圖2 級(jí)聯(lián)單元拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2.1 工作原理

圖3 為ACFSMC的調(diào)制方法，將14層載波按圖3所示依次排列在X軸的上下半?yún)^(qū)，然后將uref與其進(jìn)行比較，得到14個(gè)PWM脈沖信號(hào)。然后對(duì)這14個(gè)PWM脈沖信號(hào)按照一定的規(guī)律進(jìn)行邏輯組合以得到期望的輸出波形。正半周狀態(tài)下，當(dāng)uref＞c7時(shí)，使輸出電平為7E；當(dāng)c6＜uref＜c7時(shí)，使輸出電平為6E；當(dāng)c5＜uref＜c6時(shí)，使輸出電平為5E；當(dāng)c4＜uref＜c5時(shí)，使輸出電平為4E；當(dāng)c3＜uref＜c4時(shí)，使輸出電平為3E；當(dāng)c2＜uref＜c3時(shí)，使輸出電平為2E；當(dāng)c1＜uref＜c2時(shí)，使輸出電平為E；當(dāng)0＜uref＜c1時(shí)，使輸出電平為0。負(fù)半周狀態(tài)依此類推。輸出15電平的調(diào)制過程見表2。

2.2 開關(guān)狀態(tài)組合的確定

表2給出了輸出電壓的合成方法，但其對(duì)應(yīng)的具體開關(guān)狀態(tài)不是唯一的。每個(gè)子模塊中只有右半橋臂的兩個(gè)開關(guān)管狀態(tài)是互補(bǔ)的，左半橋臂和輔助管的開關(guān)狀態(tài)組合有6種，所以單個(gè)模塊的開關(guān)狀態(tài)有12種，兩單元反向級(jí)聯(lián)共有144種開關(guān)狀態(tài)，對(duì)應(yīng)輸出的15種電平。

圖3 級(jí)聯(lián)逆變器的調(diào)制原理

表3給出了每種輸出電平對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)種類。當(dāng)輸出電壓為±4E和±3E時(shí)，開關(guān)狀態(tài)均有3×3種。當(dāng)輸出電壓為±2E時(shí)，開關(guān)狀態(tài)有2×2種。所以輸出15種不同電平所有可能的開關(guān)狀態(tài)有2 916種，所以有必要對(duì)開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行合理的組合以達(dá)到最理想的效果。

這里約定以下組合原則：①當(dāng)輸出電平跳變到相鄰電平時(shí)，應(yīng)盡量保持開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)不變，旨在減少開關(guān)損耗。②避免出現(xiàn)單元1和單元2的輸出電壓出現(xiàn)極性相反的情況，這樣可以有效地避免出現(xiàn)電流倒灌問題。

2.3 驅(qū)動(dòng)信號(hào)的實(shí)現(xiàn)

由圖3所示。將正弦調(diào)制信號(hào)uref分別與14個(gè)正負(fù)反向?qū)盈B的三角載波相比較，得到14個(gè)邏輯脈沖信號(hào)A～G、A′～G′。將這14個(gè)邏輯信號(hào)按照2.2節(jié)提出的減少開關(guān)損耗和電流倒灌的原則進(jìn)行邏輯組合可以得到開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，其數(shù)學(xué)邏輯表達(dá)式為：

表2 多層載波調(diào)制15電平組合輸出電壓

表3 輸出電平和相應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)種類

3 仿真分析

為驗(yàn)證本文所提的基于不對(duì)稱結(jié)構(gòu)的級(jí)聯(lián)五開關(guān)多電平逆變器拓?fù)浼罢{(diào)制策略的正確性，在MATLAB2016／Simulink上進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。設(shè)置仿真參數(shù)如下：直流電壓源E＝50 V，調(diào)制比ma＝0.97，載波頻率fc＝10 kHz，基波頻率f0＝50 Hz，則頻率調(diào)制因數(shù)為mf＝fc／f0＝200。

圖4給出了ACFSMC型逆變器的仿真結(jié)果。圖4（a）和圖4（b）分別為兩個(gè)級(jí)聯(lián)單元的輸出電壓波形，圖4（c）為ACFSMC逆變器的輸出電壓波形?？梢钥闯鰡卧缓蛦卧妮敵鲭妷函B加后可以得到逆變器的輸出電壓，輸出電壓為15電平，與前面的理論分析一致。圖4（d）為逆變器輸出電壓的頻譜分析。

圖4 15電平逆變器仿真結(jié)果

可以看出，逆變器輸出電壓基本不含低次諧波，所含高次諧波主要集中在以載波比mf為中心的邊帶附近處，其次數(shù)為mf±k（k為奇數(shù)）。當(dāng)調(diào)制比ma＝0.97時(shí)，濾波前的輸出電壓THD值為8.37%。可見，逆變器的輸出電壓為質(zhì)量較好的正弦波。

圖5給出了在載波比mf＝200，調(diào)制比ma不同的情況下，輸出電壓的總諧波失真度（THD）的變化趨勢(shì)。由圖可見，當(dāng)ma＝0.1時(shí)，THD 為90.82%；當(dāng)ma＝1時(shí)，THD為7.71%。隨著調(diào)制比ma的增加，逆變器輸出電壓的THD逐漸減小。

圖5 不同調(diào)制比下的輸出電壓THD值

4 結(jié) 語

本文提出了一種基于不對(duì)稱結(jié)構(gòu)的級(jí)聯(lián)五開關(guān)多電平逆變器。該逆變器由兩個(gè)不對(duì)稱的五開關(guān)6電平逆變器反向級(jí)聯(lián)而成，輸出電壓波形可以達(dá)到15電平。在得到相同輸出電平的情況下，比傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)H橋多電平逆變器減少了1個(gè)直流電源，18個(gè)開關(guān)器件。簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)，降低了系統(tǒng)控制的復(fù)雜性。基于載波層疊調(diào)制方法，對(duì)PWM脈沖信號(hào)進(jìn)行邏輯組合實(shí)現(xiàn)了對(duì)逆變器無電流倒灌控制。最后在MATLAB／Simulink仿真平臺(tái)上驗(yàn)證了該拓?fù)浼捌淇刂品椒ǖ恼_性及有效性。