一種混合調(diào)制的五電平LLC諧振變換器

袁義生　梅相龍　張偉先　文午　李輝

摘 要：針對(duì)拓寬LLC諧振變換器的電壓增益，提出一種五電平LLC諧振變換器，由兩個(gè)三電平（TL）橋臂、主/輔助變壓器、諧振器件和一組整流橋構(gòu)成。兩個(gè)三電平橋臂的直流側(cè)并聯(lián)，交流側(cè)則通過(guò)輔助變壓器串聯(lián)。兩個(gè)三電平橋臂工作在調(diào)頻或者移相方式下，依據(jù)輸出電壓需求得到低、中、高三種電壓增益工作模式。在低電壓增益模式下，只有主橋臂電路工作在調(diào)頻（PFM）方式下。在中電壓增益模式，主橋臂工作在定頻方式，而輔助橋臂工作在定頻+移相方式。在高電壓增益模式，主/輔助橋臂同時(shí)工作在調(diào)頻方式下。與傳統(tǒng)三電平LLC諧振變換器比較，新電路在低壓輸出時(shí)電路開關(guān)頻率更低;在同樣的諧振參數(shù)下，具有更高的電壓增益，更適合寬輸出范圍使用。詳細(xì)分析了新拓?fù)涞墓ぷ髟?，并與傳統(tǒng)拓?fù)溥M(jìn)行了對(duì)比分析。研制了一臺(tái)90～220 V輸出的樣機(jī)，測(cè)試表明在寬輸出范圍內(nèi)，低電壓增益模式下新拓?fù)漭^傳統(tǒng)拓?fù)湫誓芴嵘?.9%，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

關(guān)鍵詞：LLC諧振;變換器;五電平;調(diào)制;寬范圍;高電壓增益

DOI：10.15938/j.emc.2020.06.013

中圖分類號(hào)：TM 46文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A 文章編號(hào)：1007-449X（2020）06-0107-12

Five-level LLC resonant converter with mix-modulation method

YUAN Yi-sheng1，2， MEI Xiang-long1， ZHANG Wei-xian2， WEN Wu2， LI Hui2

（1.School of Electrical and Automation Engineering， East China Jiaotong University， Nanchang 330013， China;

2.State Key Laboratory of Heavy Duty AC Drive Electric Locomotive Systems， Zhuzhou 412001， China ）

Abstract：In order to widen the voltage gain of LLC resonant converter， a five-level LLC resonant converter is proposed， which is composed of two three-level（TL） bridge arms， main/auxiliary transformers， resonant elements and a set of rectifier bridges. The DC side and AC side of the two TL bridge arms are in parallel connection and serial connection respectively. The two TL bridge arms operate in frequency modulation or phase shifting mode. The low， medium and high voltage gain modes can be obtained according to output voltage requirements. In the low voltage gain mode， only the main arm circuit operates under the pulse frequency modulation （PFM） mode. In the medium voltage gain mode， the main arm works in the fixed frequency mode， while the auxiliary arm operates in the fixed frequency + phase shifting mode. In the high voltage gain mode， the main and auxiliary arms work in the PFM mode at the same time. Compared with the traditional TL LLC resonant converter， the new circuit has lower circuit switching frequency at low voltage output. Using the same resonant parameters， it has a higher voltage gain and is more suitable for wide output range. Moreover， the operation principle of the proposed converter was clarified， and compared with the traditional topology. A prototype with 90～220 V output was built. The experimental data show that the efficiency of the new topology is 1.9% higher than that of the traditional topology in wide range under the low voltage gain mode， verifying the correctness of the theoretical analysis.

Keywords：LLC resonance; converter; five-level; modulation; wide range; high voltage gain

0 引 言

寬范圍輸出電壓的直流—直流變換器在電動(dòng)汽車直流充電樁等新能源裝置中應(yīng)用越來(lái)越多，普遍存在著效率隨輸出電壓降低而迅速下降的現(xiàn)象。研究能在寬輸出電壓范圍內(nèi)高效率工作的直流—直流變換器成為了電源界一大挑戰(zhàn)。

目前主要的研究可以分為三類。第一類方法是從變壓器入手，可以分為以下4種：1）改變變壓器副邊繞組匝數(shù)的拓?fù)鋄1]。只用1個(gè)變壓器，但變壓器副邊使用多個(gè)繞組，利用開關(guān)管進(jìn)行切換，使得輸出電壓范圍變寬，效率得以提高。但是調(diào)節(jié)電壓不平滑，動(dòng)態(tài)響應(yīng)不容易達(dá)到要求;2）使用2個(gè)變壓器的拓?fù)鋄2-7]。此類拓?fù)鋽?shù)量眾多，依據(jù)變壓器原邊使用的高頻開關(guān)電路數(shù)量和副邊整流橋數(shù)量，又可以分為：①1個(gè)高頻開關(guān)電路+1個(gè)整流橋類型[2]。此類電路中2個(gè)變壓器原邊并聯(lián)、副邊串聯(lián)，能夠?qū)崿F(xiàn)兩者的均流，有利于變壓器的設(shè)計(jì)。②1個(gè)高頻開關(guān)電路+2個(gè)整流橋類型[3]。此類電路中2個(gè)變壓器原邊串聯(lián)，副邊經(jīng)各自整流橋后并聯(lián)，2個(gè)變壓器也能實(shí)現(xiàn)均流。③2個(gè)高頻開關(guān)電路+1個(gè)整流橋類型[4-5]。需要2組高頻開關(guān)電路根據(jù)輸出電壓需求分別控制2個(gè)變壓器，2個(gè)變壓器副邊經(jīng)過(guò)2個(gè)電感串聯(lián)，再經(jīng)1個(gè)整流橋輸出[4- 5]。但額外增加的2個(gè)電感帶來(lái)了附加損耗。④2個(gè)高頻開關(guān)電路+2個(gè)整流橋類型[6-7]。這是對(duì)前一種方案的改進(jìn)，2個(gè)變壓器都使用了2個(gè)副邊繞組，將不同變壓器不同同名端的副邊繞組串聯(lián)后整流輸出，這樣去掉了2個(gè)附加的電感，但卻增加了整流二極管。上述方法是在不同電路中提出的，但其實(shí)可以適用于各種電路，具有通用性。

第二類則是將不同電路進(jìn)行組合或進(jìn)行多相多模塊化組合設(shè)計(jì)[8-10]，獲得新的拓?fù)?，并增加了新的工作模式，使電路在寬電壓范圍下獲得更高的效率。其中有將三電平結(jié)構(gòu)與零電壓零電流開關(guān)（zero voltage zero current switching， ZVZCS）全橋結(jié)構(gòu)組合的[8]，也有將半橋三電平與全橋三電平結(jié)構(gòu)組合的[9]，抑或是將單個(gè)LLC諧振變換器多模塊化[10]。此外，對(duì)于諧振腔以及其他有源開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的改造組合也有相應(yīng)研究[11-13]。

第三類則是通過(guò)不同的調(diào)制方法來(lái)優(yōu)化電路在寬范圍下工作效率的，典型的對(duì)象是LLC諧振型電路。LLC諧振型電路[14]能實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)（zero voltage switching，ZVS）開通和整流二極管的零電流開關(guān)（zero current switching， ZCS）關(guān)斷，具有較高效率。然而，它在寬范圍場(chǎng)合應(yīng)用時(shí)，為了提高電壓增益Gv，存在勵(lì)磁電流大帶來(lái)的開關(guān)管關(guān)斷損耗和通態(tài)損耗加大的問(wèn)題[15]。文獻(xiàn)[16-19]分別對(duì)LLC諧振型電路的損耗及設(shè)計(jì)進(jìn)行數(shù)學(xué)建模分析，提出了優(yōu)化方法，有一定參考價(jià)值，但并未改變其根本問(wèn)題。而且，LLC諧振型電路的電壓增益Gv也不能太低，否則開關(guān)頻率fs會(huì)遠(yuǎn)高于諧振頻率fr，也使器件的損耗急劇增加。對(duì)此的解決方案是：1）調(diào)頻+固定頻率移相的混合調(diào)制方案[20]。在電壓增益Gv較低時(shí)，限制電路的最高開關(guān)頻率fm（通常略高于fr）并進(jìn)入移相調(diào)制模式;2）特殊調(diào)制變諧振腔電壓方案[21-24]。通過(guò)脈沖調(diào)寬—調(diào)幅（pulse width amplitude modulation， PWAM）[17]等方案，根據(jù)輸出電壓的高低改變諧振腔電壓。通常是在輸出高壓下使得諧振腔電壓等于輸入電壓，在輸出低壓時(shí)諧振腔電壓則為輸入電壓的1/2。目的是讓電路在寬輸出范圍下都能夠盡量工作在更高的電壓增益點(diǎn)，有更低的開關(guān)頻率和更好的軟開關(guān)條件，提高電路效率。這與采用了2個(gè)變壓器，在輸入高壓時(shí)，讓2個(gè)變壓器的原邊繞組串聯(lián);但在輸入低壓時(shí)，則讓它們并聯(lián)的推挽電路[25]的原理是類似的。

本文提出一種五電平LLC諧振型直流—直流變換器，由2個(gè)三電平電路，主/輔2個(gè)變壓器，1組諧振單元和1個(gè)整流橋構(gòu)成。電路劃分為高、中、低3種電壓增益工作模式，諧振腔電壓可以為三電平或五電平形式。分析電路的工作原理和工作模式，比較它與傳統(tǒng)拓?fù)涞奶攸c(diǎn)，通過(guò)實(shí)驗(yàn)進(jìn)行驗(yàn)證。

1 工作原理

1.1 電路拓?fù)浼翱刂撇呗?/p>

圖1為五電平LLC諧振變換器拓?fù)?，它由?輔2組三電平橋臂，LrCr諧振單元，主變壓器TX1，輔助變壓器TX2，D13～D16整流橋構(gòu)成。其中D1～D8分別為開關(guān)管Q1～Q8的體二極管，C1～C8為開關(guān)管Q1～Q8的寄生電容，D9～D12為箝位二極管，Coss1～Coss2為飛跨電容。

兩組三電平橋臂直流輸入側(cè)并聯(lián)。輔助變壓器TX2將輔助三電平橋臂的輸出電壓UBO轉(zhuǎn)換成UCO后，巧妙地與主三電平橋臂的交流輸出電壓側(cè)UAO串聯(lián)。從而獲得2個(gè)橋臂的輸出串聯(lián)電壓UAC，加在諧振腔LrLmCr上，為寬范圍輸出獲得更佳的特性及效果。

2組橋臂都能采取調(diào)頻或固定頻率移相調(diào)占空比2種調(diào)制方式。通過(guò)2組橋臂采用不同的調(diào)制方式，電路有低電壓增益、中電壓增益和高電壓增益3種工作模式。對(duì)應(yīng)2個(gè)橋臂的調(diào)制方法如表1所示。其中fs為開關(guān)頻率，fr1為L(zhǎng)rCr的諧振頻率。

以下分析各模式的工作原理，假設(shè)：1）各開關(guān)管和二極管均為理想器件，導(dǎo)通電阻為0;2）所有開關(guān)管的寄生結(jié)電容均相等;3）主變壓器的原邊/副邊繞組匝比為n，輔助變壓器匝比為1;4）主變壓器勵(lì)磁電感為L(zhǎng)m;輔助變壓器為理想變壓器，忽略勵(lì)磁電流;5）輸入電容Cin1=Cin2，兩者電壓都等于Uin/2;6）飛跨電容Coss1=Coss2，在穩(wěn)定狀態(tài)兩者電壓都等于Uin/2。

1.2 低電壓增益模式

本模式下主橋臂開關(guān)管工作于調(diào)頻方式下，開關(guān)頻率fs>fr1。輔助橋臂開關(guān)管Q2和Q3常通，使uBO=uCO=0，輔助變壓器短路。相當(dāng)于只有主橋臂電路工作在傳統(tǒng)的半橋三電平LLC諧振方式下，其直流電壓增益可表示為

式中：fn為歸一化頻率;k為電感比;Q為品質(zhì)因數(shù)。可分別表示為：

式中：Z1是諧振特征阻抗;Req為變壓器副邊等效輸出交流電阻負(fù)載。可分別表示為：

為了更好地實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，Q5～Q8在調(diào)頻的同時(shí)采取了固定最小移相時(shí)間td的驅(qū)動(dòng)方式，如圖2所示。Q5與Q8是超前開關(guān)管，Q6與Q7是滯后臂開關(guān)管，Q5超前Q8的開關(guān)時(shí)間為td，Q6超前Q7的開關(guān)時(shí)間也為td。

本模式各開關(guān)階段的工作原理與傳統(tǒng)的移相三電平LLC諧振電路一致，在此不再贅述。

1.3 中電壓增益模式

本模式下，主橋臂開關(guān)頻率fs=諧振頻率fr1，固定最大占空比接近50%（去除死區(qū)時(shí)間及固定移相時(shí)間td）的狀態(tài)下。輔助橋臂則在開關(guān)頻率fs=fr1的狀態(tài)下做移相控制工作，設(shè)輔助橋臂有效占空比為Deff。

本模式下，主橋臂輸出電壓UAO基本為±Uin/2的兩電平信號(hào)，而輔助橋臂輸出電壓UCO是±Uin/2和0的三電平信號(hào)。所以，諧振腔電壓UAC是±Uin，±Uin/2和0的五電平信號(hào)。各開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)及關(guān)鍵的開關(guān)波形如圖3所示，下面詳細(xì)對(duì)各模態(tài)進(jìn)行分析，開關(guān)模態(tài)如圖4所示。

開關(guān)模態(tài)0[t0，t1]：t0時(shí)刻，主橋臂開關(guān)管Q5和Q6開通，UAO=Uin/2;輔助橋臂開關(guān)管Q1和Q3開通，UCO= 0。諧振腔電壓UAC=Uin/2。Cr和Lr諧振，諧振電流ip以正弦形式增加。輸出電壓Uo折射到主變壓器TX1的原邊，勵(lì)磁電流iLm線性增加。副邊二極管D13和D16導(dǎo)通，流過(guò)諧振電流。各諧振電流和電壓為：

開關(guān)模態(tài)1[t1，t2]：t1時(shí)刻，輔助橋臂開關(guān)管Q3關(guān)斷，諧振電流ip通過(guò)飛跨電容Coss1對(duì)電容C3充電，電容C2放電。至t2時(shí)刻，C3 兩端電壓從0上升到Uin/2，C2兩端電壓從Uin/2降為0，Q2的反并二極管D2導(dǎo)通，為Q2的零電壓開通創(chuàng)造條件。

開關(guān)模態(tài)2[t2，t3]：開關(guān)管Q2零電壓開通，主/輔橋臂的輸出電壓串聯(lián)，UAC=Uin，作用在諧振腔上。Cr和Lr繼續(xù)諧振，諧振電流ip以正弦形式變化。輸出電壓Uo折射到主變壓器TX1的原邊，勵(lì)磁電流iLm線性增加。副邊二極管D13和D16繼續(xù)導(dǎo)通，流過(guò)諧振電流。各諧振電流和電壓為：

開關(guān)模態(tài)3[t3，t4]：t3時(shí)刻，諧振到達(dá)1/2周期，諧振電流ip等于勵(lì)磁電流iLm，副邊二極管ZCS關(guān)斷。此時(shí)刻輔助橋臂開關(guān)管Q1和主橋臂開關(guān)管Q5關(guān)斷，勵(lì)磁電流iLm對(duì)電容C1和C5充電，并通過(guò)飛跨電容Coss1、Coss2對(duì)電容C8和C4放電。

到t4時(shí)刻，C1和C5兩端電壓從0上升到Uin/2，C4和C8兩端電壓從Uin/2降為0。功率管Q8的反并二極管D8和開關(guān)管Q4的反并二極管D4導(dǎo)通，為開關(guān)管Q4和Q8的零電壓開通創(chuàng)造條件。諧振腔電壓UAC從Uin下降到0。

開關(guān)模態(tài)4[t4，t5]：t4時(shí)刻，開關(guān)管Q4和Q8實(shí)現(xiàn)零電壓開通。箝位二極管D9和D11導(dǎo)通。諧振腔電壓UAC維持0，諧振電容Cr、諧振電感Lr和勵(lì)磁電感Lm共同諧振的區(qū)間，勵(lì)磁電流iLm諧振下降。

開關(guān)模態(tài)5[t5，t6]：t5時(shí)刻，主橋臂開關(guān)管Q6關(guān)斷，諧振電流ip對(duì)電容C6充電，C7放電。至t6時(shí)刻，C6兩端電壓從0上升，C7兩端電壓從Uin/2下降到0，主橋臂輸出電壓UAO從0下降到-Uin/2。Q7的反并二極管D7導(dǎo)通，為Q7的零電壓開通創(chuàng)造條件。

在t6時(shí)刻，開關(guān)管Q7實(shí)現(xiàn)零電壓開通，而Q8之前已經(jīng)零電壓開通。故輔助橋臂輸出電壓UCO為0，而主橋臂輸出電壓UAO為-Uin/2。最后得到的諧振腔電壓UAC=–Uin/2，電路工作與開關(guān)模態(tài)0類似，電路進(jìn)入后半個(gè)周期。

根據(jù)上述分析可知，上述6個(gè)模態(tài)中，模態(tài)1、3、5是過(guò)渡狀態(tài)，模態(tài)0、2、4是諧振腔電壓穩(wěn)定狀態(tài)。諧振腔上的電壓UAC是±Uin，±Uin/2和0的五電平信號(hào)，歸納如表2所示。

由于開關(guān)頻率等于諧振頻率，上表中的0電平狀態(tài)時(shí)間也很短。電路的調(diào)壓主要是通過(guò)調(diào)節(jié)±1，±1/2狀態(tài)來(lái)實(shí)現(xiàn)的。設(shè)±1狀態(tài)的占空比為Deff，可以得到該模式下的直流電壓增益為

顯然，本模式通過(guò)調(diào)節(jié)Deff，可以使電壓增益增加一倍。

1.4 高電壓增益模式

本模式下，主橋臂和輔助橋臂的開關(guān)管同時(shí)處于調(diào)頻工作狀態(tài)，兩者開關(guān)頻率fs相同，fs

在最小移相時(shí)間td內(nèi)，主輔橋臂各開關(guān)管發(fā)生換流，并實(shí)現(xiàn)了各開關(guān)管的ZVS開通，具體的工作原理與上節(jié)中描述類似，所以不再贅述。

在Q1、Q2、Q5和Q6共同導(dǎo)通的時(shí)間內(nèi)，主/輔橋臂的輸出電壓都是Uin/2，作用在諧振腔上的電壓UAC=Uin。

在Q3、Q4、Q7和Q8共同導(dǎo)通的時(shí)間內(nèi)，主/輔橋臂的輸出電壓都是-Uin/2，作用在諧振腔上的電壓UAC=-Uin。

可見，本模式中諧振腔電壓UAC為+Uin，-Uin和0三種電平。所以，本模式下的直流電壓增益為

2 與傳統(tǒng)三電平LLC諧振變換器比較

將所提五電平LLC諧振變換器與圖6所示三電平LLC諧振變換器比較。

2.1 直流電壓增益特性

整理所提五電平LLC諧振型變換器三種模式下的直流電壓增益Gv公式為：

假設(shè)n=2∶2，依式（10）得到所提電路電壓增益特性曲線如圖7的實(shí)線和圖8所示。圖7中B點(diǎn)左側(cè)是高電壓增益區(qū)，B點(diǎn)和A點(diǎn)間為中電壓增益區(qū)，A點(diǎn)右側(cè)是低電壓增益區(qū)。圖8為中電壓增益模式下的增益特性曲線，它是一個(gè)隨占空比Deff線性增加的斜線。

簡(jiǎn)單從公式看，所提電路在高電壓增益模式下的Gv值是傳統(tǒng)三電平LLC諧振變換器Gv值的2倍。所以，在同樣的輸出范圍需求下，所提電路的主變壓器TX1原邊/副邊匝比n是傳統(tǒng)電路變壓器TX3的2倍。據(jù)此畫出傳統(tǒng)電路TX3的變比是1∶2，但其它諧振腔參數(shù)LrCrLm、負(fù)載電阻Ro值與所提電路相同時(shí)的電壓增益特性曲線如圖7的虛線所示。根據(jù)式（3）和式（2），同樣Ro值時(shí)，所提電路的Q值將是傳統(tǒng)電路的1/4。對(duì)比所提電路Q=0.25（圖7中實(shí)線）和傳統(tǒng)電路Q=1（圖7中虛線）在fn=0.7和0.6時(shí)的Gv值，兩者對(duì)比分別為2.1對(duì)2和2.25對(duì)1.9?？梢?，所提五電平電路電壓增益大于傳統(tǒng)三電平電路電壓增益的2倍，這進(jìn)一步拓寬了其輸出電壓的設(shè)計(jì)范圍。

而在圖7中B點(diǎn)右側(cè)的電壓增益區(qū)間，所提電路的開關(guān)頻率可以遠(yuǎn)低于傳統(tǒng)電路的開關(guān)頻率，各個(gè)器件的開關(guān)損耗可以大大降低。這是因?yàn)楸M管兩者這時(shí)都工作在移相軟開關(guān)模式，但移相軟開關(guān)主要是指開關(guān)管的ZVS開通，開關(guān)管的關(guān)斷仍然有損耗。開關(guān)管的外并電容可減小一些關(guān)斷損耗，但外并電容通常要達(dá)到開關(guān)管寄生電容的10倍以上才能認(rèn)為無(wú)關(guān)斷損耗了，如此大的外并電容又會(huì)在空載或輕載無(wú)法實(shí)現(xiàn)ZVS開通時(shí)造成開通損耗過(guò)大，以及開關(guān)管的死區(qū)需要設(shè)置比較大，所以實(shí)際上外并電容一般選擇2～3倍的寄生電容值。這就造成了仍然存在關(guān)斷損耗，尤其是傳統(tǒng)拓?fù)溥@個(gè)時(shí)候開關(guān)頻率很高，關(guān)斷損耗就大大增加。所提電路在電壓增益范圍和效率上明顯具有優(yōu)勢(shì)。

為適應(yīng)不同輸出電壓范圍，輔助變壓器TX2變比也可以不是1，電壓增益可以靈活設(shè)計(jì)。

2.2 諧振器件及參數(shù)

以下分析2種電路在高電壓增益模式下工作時(shí)諧振器件的特性。

假設(shè)2個(gè)電路都工作在B點(diǎn)，輸出電壓和負(fù)載功率一樣。采用的諧振電感，諧振電容和勵(lì)磁電感也一樣時(shí)。忽略損耗的影響，2個(gè)電路的諧振電流有效值可以表示為

在傳統(tǒng)三電平LLC諧振電路中，UAC=Uin/2;而五電平LLC諧振電路UAC=Uin。所以，所提電路的Ip值是傳統(tǒng)電路的一半。則有：

1）所提電路諧振電容上的電壓只有傳統(tǒng)電路諧振電容電壓的一半。

2）所提電路諧振電感的銅損只有傳統(tǒng)電路的1/4;磁損也可大幅減小，具體取決于磁芯特性。

3）所提電路中的主變壓器TX1與傳統(tǒng)電路中的變壓器TX3處理的功率一樣，故選擇的磁芯可以一樣。2個(gè)變壓器的副邊繞組電流和電壓等級(jí)也一樣，所以它們副邊繞組的設(shè)計(jì)也一樣。區(qū)別在于原邊繞組， TX1的原邊繞組的匝數(shù)應(yīng)是TX3原邊繞組的2倍?？紤]到原邊繞組所占窗口面積一樣時(shí)，TX1原邊繞組電阻是后者的4倍。但由于TX1中的諧振電流是TX3的一半，所以兩者的銅損相等。

4）所提電路中輔助變壓器TX2的設(shè)計(jì)與TX1不一樣。TX2不作為諧振器件，漏感越小越好，磁芯不需要加氣隙，勵(lì)磁電流可以很小，磁損可以忽略。它的主要損耗是諧振電流帶來(lái)的銅損。TX2處理的功率是TX1的一半，再考慮它沒(méi)有漏磁附加的繞組高頻損耗，它的尺寸可以比TX1小很多。

LLC諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)關(guān)鍵是要按照高電壓增益模式來(lái)進(jìn)行，即依據(jù)式（9），設(shè)計(jì)方法同傳統(tǒng)三電平LLC諧振電路一樣。在高增益模式的最高輸出電壓和最大輸出電流下進(jìn)行設(shè)計(jì)，諧振電感電流和諧振電容電壓最高，這樣能夠覆蓋諧振器件在中低電壓模式的需求。而諧振器件的應(yīng)力參數(shù)則稍有別于傳統(tǒng)電路，電流應(yīng)力與負(fù)載和變比有關(guān)，新電路主變壓器變比為傳統(tǒng)電路的2倍，故負(fù)載一定時(shí)，則新電路原邊的電流有效值為傳統(tǒng)電路的1/2，即電流應(yīng)力減半。而諧振電容的最大電壓可表示為

可見，諧振電容電壓的應(yīng)力與輸入電壓Uin、最大諧振電感電流ILr、開關(guān)頻率fs相關(guān)。值得注意的是新電路最大負(fù)載下的諧振腔輸入電壓為Uin，傳統(tǒng)電路為Uin/2，但是諧振電流為傳統(tǒng)電路的一半，且在滿載工況下開關(guān)頻率新電路會(huì)高于傳統(tǒng)電路。所以具體的應(yīng)力需要根據(jù)具體的電路進(jìn)行設(shè)計(jì)，但由于總的負(fù)載是一定的，故諧振電容電壓應(yīng)力新電路與傳統(tǒng)電路相差不會(huì)很大。

2.3 開關(guān)管

比較2個(gè)電路電壓增益分別為2和1時(shí)的開關(guān)管特性。

1）當(dāng)2個(gè)電路都工作在B點(diǎn)（Gv=2）時(shí)。所提電路各開關(guān)管流過(guò)的電流與傳統(tǒng)電路中對(duì)應(yīng)的器件是一致的，所以2種電路可以選擇一樣的開關(guān)管，它們的損耗也一樣。但所提電路主/輔橋臂的開關(guān)管通過(guò)輔助變壓器TX2自然均流，而傳統(tǒng)電路中并聯(lián)的開關(guān)管均流特性則有不穩(wěn)定因素。

2）當(dāng)2個(gè)電路Gv=1時(shí)。所提電路工作在A點(diǎn)，即諧振頻率點(diǎn)，只有主橋臂開關(guān)管工作。開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS開通，在勵(lì)磁電流點(diǎn)關(guān)斷;副邊二極管實(shí)現(xiàn)ZCS關(guān)斷。而傳統(tǒng)電路依據(jù)圖7的曲線，開關(guān)頻率要接近諧振頻率的2倍。各個(gè)器件帶來(lái)的開關(guān)損耗都大大增加。而如果傳統(tǒng)電路此時(shí)采用固定頻率（fs=fr1）移相調(diào)制方式，開關(guān)管關(guān)斷損耗仍會(huì)大于所提電路，另外還有循環(huán)電流帶來(lái)的附加損耗。所以，在低電壓增益模式時(shí)，所提電路的效率會(huì)明顯優(yōu)于傳統(tǒng)電路。更具體的分析限于篇幅不再贅述。

另外由于引入的輔助橋臂與主橋臂的關(guān)系為輸入并聯(lián)，而其輸出可認(rèn)為是主橋臂輸入的一部分，所以開關(guān)管的電壓應(yīng)力由于并聯(lián)輸入與主橋臂沒(méi)有沖突，始終是輸入電壓的一半。

2.4 綜合比較

綜合上述分析，得到2種變換器的性能比較如表3所示。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

在實(shí)驗(yàn)室中搭建了一個(gè)300 VDC輸入， 90～220 VDC輸出，負(fù)載功率800 W的所提五電平LLC諧振變換器樣機(jī)，如圖9所示。并將其與圖6所示的傳統(tǒng)半橋三電平LLC諧振變換器進(jìn)行了對(duì)比實(shí)驗(yàn)。樣機(jī)具體試驗(yàn)參數(shù)如表4所示。

傳統(tǒng)拓?fù)涞钠骷x型基本與新拓?fù)湟恢?，只是變壓器變比減半。

所提電路閉環(huán)控制框圖如圖10所示。采用了簡(jiǎn)單的單電壓環(huán)控制方法，依據(jù)控制器的輸出ucon的幅值大小和開關(guān)頻率、移相角來(lái)進(jìn)入不同的工作模式。輸出電壓的無(wú)極平滑調(diào)節(jié)取決于開關(guān)頻率和移相角的無(wú)縫切換。在具體實(shí)現(xiàn)中，將開關(guān)頻率和移相角也作為控制參數(shù)從而保證電壓平滑變化。

1）當(dāng)ucon<低壓門檻uL時(shí)且fs>fr1，進(jìn)入低電壓增益模式，ucon用于主橋臂開關(guān)管的調(diào)頻控制，而輔助橋臂的Q2和Q3始終導(dǎo)通，Q1和Q4始終關(guān)斷。2）當(dāng)?shù)蛪洪T檻uL≤ucon≤高壓門檻uH且移相角大于最小移相角時(shí)，將ucon-uL賦值用于輔助橋臂開關(guān)管的移相角控制;電路不再進(jìn)行調(diào)頻控制，開關(guān)頻率fs設(shè)為諧振頻率fr1，主橋臂開關(guān)管工作在諧振頻率的最大占空比狀態(tài)，此時(shí)電路處于中電壓增益模式;3）當(dāng)ucon>高壓門檻uH時(shí)且移相角已處于最小移相角，電路再次進(jìn)行調(diào)頻控制，將ucon-uH同時(shí)賦值用于主/輔助橋臂開關(guān)的調(diào)頻控制，電路處于高電壓增益模式。

值得指出的是，由于是閉環(huán)系統(tǒng)，輸出電壓平滑調(diào)節(jié)并沒(méi)有問(wèn)題，但當(dāng)所需輸出電壓對(duì)應(yīng)的控制器需要工作在臨界點(diǎn)uL或uH時(shí)，由于電壓采樣的精度和干擾等問(wèn)題，實(shí)際會(huì)造成控制器在臨界點(diǎn)uL或uH附近抖動(dòng)，而3個(gè)模式對(duì)應(yīng)的控制器動(dòng)態(tài)特性有差異，從而容易導(dǎo)致此時(shí)的輸出電壓有些紋波，但只要電壓環(huán)控制器設(shè)計(jì)合理和輸出電容容值足夠，該紋波可以控制在額定范圍內(nèi)。

由于新拓?fù)溆?種工作模式，所以按3種不同的輸出電壓測(cè)取了波形和效率，并進(jìn)行對(duì)比。

圖11為輸出電壓90 V時(shí)，2種電路的波形。實(shí)驗(yàn)中傳統(tǒng)拓?fù)鋬H靠調(diào)頻無(wú)法在最高開關(guān)頻率下實(shí)現(xiàn)90 V的穩(wěn)定輸出，所以最后采取了移相+調(diào)頻模式來(lái)輸出低壓。可以看出，此時(shí)傳統(tǒng)電路工作在最高開關(guān)頻率為180 kHz處。所提電路工作在低電壓增益模式，開關(guān)頻率為135 kHz。

圖12為輸出電壓160 V時(shí)，2種電路的波形。可以看出，所提電路工作在中電壓增益模式，開關(guān)頻率為130 kHz。將圖12（b）中的UAO與UBO波形相加，可見此時(shí)諧振腔電壓UAC是一個(gè)五電平波形，圖12（c）中明顯可以得出UAC為一個(gè)不對(duì)稱五電平波形，驗(yàn)證了理論分析的正確性。圖12（d）為投卸載過(guò)程，電路動(dòng)態(tài)響應(yīng)良好。傳統(tǒng)電路此時(shí)調(diào)頻工作。

圖13為輸出電壓220 V時(shí)，2種電路的波形。可以看出，此時(shí)傳統(tǒng)電路工作在開關(guān)頻率為87 kHz處，而所提電路開關(guān)頻率為約100 kHz。圖13（c）可看出主橋臂與輔助橋臂均流。圖13（d）為投卸載過(guò)程，電路動(dòng)態(tài)響應(yīng)良好。

圖14為新拓?fù)浜蛡鹘y(tǒng)拓?fù)湓诓煌敵鲭妷簳r(shí)的效率對(duì)比圖。在低壓90 V輸出時(shí)，新拓?fù)浔葌鹘y(tǒng)拓?fù)湫矢?.9%。在中壓160 V輸出時(shí)，新拓?fù)浔葌鹘y(tǒng)拓?fù)湫矢?.58%。在高壓220 V輸出時(shí)，傳統(tǒng)拓?fù)浔刃峦負(fù)渎愿撸@是由于新拓?fù)涞妮o助變壓器增加的損耗大于諧振電感降低的損耗引起的。

4 結(jié) 論

針對(duì)寬范圍輸出場(chǎng)合，提出了一種高效率五電平LLC諧振變換器，與傳統(tǒng)的三電平LLC諧振變換器比較，其特點(diǎn)和優(yōu)點(diǎn)如下：

1）在同樣的諧振腔參數(shù)下，具有更高的電壓增益;在同樣的最高開關(guān)頻率下，具有更低的電壓增益。所提電路比傳統(tǒng)電路具有更寬的電壓增益。

2）在開關(guān)頻率大于等于諧振頻率的工作區(qū)間，所提電路的效率明顯優(yōu)于傳統(tǒng)電路。

3）在開關(guān)頻率小于諧振頻率的工作區(qū)間，所提電路主/輔橋臂的開關(guān)管自動(dòng)均流;

4）此種電路與變壓器連接方式同時(shí)可以應(yīng)用于其他電路中，具有廣泛的推廣價(jià)值。

參 考 文 獻(xiàn)：

[1] 楊廣浩，嵇保健，洪峰， 等. 變?cè)驯冉诲e(cuò)并聯(lián)正激變換器[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2017，37（12）：3555.

YANG Guanghao， JI Baojian， HONG Feng， et al. An interleaved three-level forward converter with variable turns ratio[J]. Proceedings of the CSEE， 2017， 37（12）： 3555.

[2] LIN Borren， DENG Jiayu. ZVS resonant converter with parallel-series transformer connection [J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2011， 58（7）： 2972.

[3] LIN Borren， CHEN P L， HUANG C L. Analysis of LLC converter with series-parallel connection[C]// 2010 5th IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications， June 15-17， 2010， Taichung， China. 2010： 346-351.

[4] CHEN Hui， WU Xinke， HU Chen， et al. A hybrid ZVS full-bridge converter with transformer winding series-parallel auto regulated current doubler rectifier[C] // 2012 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition （ECCE）， September 15-20，2012， Raleigh， America. 2012： 2209-2214.

[5] WU Xinke， CHEN Hui， ZHANG Junming. Interleaved phase-shift full-bridge converter with transformer winding series–parallel auto-regulated （SPAR） current doubler rectifier[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2015， 30（9）： 4864.

[6] CHEN Hui， WU Xinke， PENG Fangzheng. A hybrid ZVZCS phase-shift full-bridge converter with series/parallel auto-regulated transformer windings[C]// 2012 Twenty-Seventh Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition （APEC），? February 5-9，2012， Orlando， America. 2012 ：329-334.

[7] OUYANG Ziwei， MICHAEL A E. Wide input range power converters using a variable turns ratio transformer[C]// 2016 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition （APEC）， March 20-24， 2016， California， America. 2016： 2473-2478.

[8] YONG Shi， XU Yang. Zero-voltage switching PWM three-level full-bridge DC-DC converter with wide ZVS load range[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2013， 28（10）： 4511.

[9] LIU Fuxin， YAN Jiajia， RUAN Xinbo. Zero-voltage and zero-current-switching PWM combined three-level DC/DC converter[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2010，57（5）： 1644.

[10] 金峰，劉福鑫，阮新波. 采用模塊化結(jié)構(gòu)的多相多電平LLC諧振變換器[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2015，35（17）：4486.

JIN Feng， LIU Fuxin， RUAN Xinbo. Multi-phase multi-level LLC resonant converter with modular structure [J]. Proceedings of the CSEE， 2015， 35（17）： 4486.

[11] 盧其威，鄧歡，滕尚甫，等.固定頻率正弦波輸出 LLCC串并聯(lián)諧振電路研究[J].電機(jī)與控制學(xué)報(bào)，2017，21（1）：98. LU Qiwei， DENG Huan， TENG Shangfu，et al. LLCC series-parallel resonant circuit with sine-wave output at fixed frequency [J].Electric Machines and Control， 2017， 21（1）：98.

[12] 劉文軍，易俊宏，馬紅波. 同步整流雙諧振LLC-DCX 懸浮控制電源研究[J]. 電機(jī)與控制學(xué)報(bào)，2017，21（6）：18. LIU Wenjun， YI Junhong， MA Hongbo. Double resonant LLC-DCX with synchronous rectifier based power supply for maglev control system applications [J]. Electric Machines and Control， 2017， 21（6）：18.

[13] 楊東江，段彬，丁文龍，等. 一種帶輔助雙向開關(guān)單元的寬輸入電壓范圍LLC諧振變換器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào)， 2020，35（4）：775.

YANG Dongjiang， DUAN Bin， DING Wenlong， et al. An improved LLC resonant converter with auxiliary bi-directional switch for wide-input-voltage range applications [J]. Transactions of China Electrotechnical Society，2020， 35（4）： 775.

[14] 徐恒山，尹忠東，黃永章. 考慮最大輸出電壓和效率的LLC諧振變換器的設(shè)計(jì)方法[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2018，33（2）：331.

XU Hengshan， YIN Zhongdong， HUANG Yongzhang. Design method of LLC resonant converter considering maximum output voltage and efficiency [J]. Transactions of China Electrotechnical Society， 2018， 33（2）： 331.

[15] WANG Haoyu， LI Ziqing. A PWM LLC type resonant converter adapted to wide output range in PEV charging applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2018， 33（5）： 3791.

[16] 湯欣喜，邢巖，吳紅飛，等. 兼顧穩(wěn)態(tài)效率和暫態(tài)升壓能力的LLC變換器[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2020，35（4）：767.

TANG Xinxi， XING Yan， WU Hongfei， et al. An improved LLC converter considering steady-state efficiency and transient boost capability[J]. Transactions of China Electrotechnical Society， 2020，35（4）： 767.

[17] 胡海兵，王萬(wàn)寶，孫文進(jìn)，等.LLC振變換器效率優(yōu)化設(shè)計(jì)[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2013，33（18）：48.

HU Haibing， WANG Wanbao， SUN Wenjin， et al. Optimal efficiency design of LLC resonant converters [J]. Proceedings of the CSEE， 2013， 33（18）： 48.

[18] BEIRANVAND R， RASHIDIAN B， ZOLGHADRI M R， et al. A design procedure for optimizing the LLC resonant converter as a wide output range voltage source[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2012， 27（8）： 3749.

[19] CHOI H G， CHUNG K S， LI G. Analysis on the loss of hybrid transformer winding for multi-output high frequency （300 W） LLC resonance converters[C]// 2015 IEEE International Telecommunications Energy Conference （INTELEC），October 18-22， 2015， Osaca， Japan. 2015： 1-4.

[20] MCDONAL B， WANG F. LLC performance enhancements with frequency and phase shift modulation control[C]// 2014 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition （APEC）， March 16-20， 2014， Fort Worth， America. 2014： 2036-2040.

[21] JIANG Tianyang， ZHANG Junming， WU Xinke， et al . A bidirectional three-level LLC resonant converter with PWAM control[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2015，31（3）：2213.

[22] JOVANOVIC' M M， IRVING B T. On-the-fly topology-morphing control-efficiency optimization method for LLC resonant converters operating in wide input-and/or output-voltage range[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2015， 31（3）：2596.

[23] JIANG Tianyang， ZHANG Junming， WU Xinke， et al. A bidirectional LLC resonant converter with Automatic forward and backward mode transition[J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2015，30（2）：757.

[24] GUI Handong， ZHANG Zhiliang， HE Xiaofei， et al.A high voltage-gain LLC micro-converter with high efficiency in wide input range for PV applications [C]// 2014 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition ， March 16-20， 2014， Fort Worth， America. 2014： 637-642.

[25] CHEN Hui， WU Xinke， PENG Fangzheng. A hybrid push-pull converter with series-parallel structure in the primary windings[C]// 2012 IEEE International Symposium on Industrial Electronics， May 28-31， 2012， Hangzhou， China. 2012： 58-63.

（編輯：邱赫男）

收稿日期： 2018-07-30

基金項(xiàng)目：大功率交流傳動(dòng)電力機(jī)車系統(tǒng)集成國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室開放課題（2017ZJKF10）;江西省科技廳重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃（20192BBE50017）;江西省應(yīng)用研究培育計(jì)劃（20181BBE58008）

作者簡(jiǎn)介：袁義生（1974—），男，博士，教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮酉到y(tǒng)及控制技術(shù);

梅相龍（1995—），男，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮酉到y(tǒng)及控制技術(shù);

張偉先（1974—），男，本科，高級(jí)工程師，研究方向?yàn)槌鞘熊壍澜煌夹g(shù);

文 午（1991—），男，碩士，工程師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù);

李 輝（1985—），男，碩士，高級(jí)工程師，研究方向?yàn)殡娏C(jī)車。

通信作者：袁義生