基于耦合電感的光伏逆變器漏電流抑制研究

鄭慶杰　陳為

摘 要：無(wú)變壓器隔離的光伏逆變系統(tǒng)會(huì)導(dǎo)致光伏逆變系統(tǒng)對(duì)地之間產(chǎn)生較大的漏電流，目前降低漏電流的方式主要是基于電路拓?fù)浜涂刂品绞降膬?yōu)化。本文首先分析了對(duì)地漏電流的成因，以及幾種控制漏電流的策略和機(jī)理。在此基礎(chǔ)上提出了一種新穎的基于耦合電感的方式來(lái)降低無(wú)變壓器隔離光伏逆變系統(tǒng)的漏電流。主要思路是在逆變電感增加耦合繞組并通過(guò)電容來(lái)構(gòu)成一個(gè)漏電流補(bǔ)償回路，這種方案可以有效降低系統(tǒng)對(duì)地漏電流。通過(guò)理論分析，并結(jié)合電路仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，表明該抑制技術(shù)可以有效地解決無(wú)變壓器隔離光伏逆變器的漏電流問(wèn)題。

關(guān)鍵詞：無(wú)變壓器; 耦合電感; 光伏逆變器; 對(duì)地漏電流 ;并網(wǎng);光伏面板

DOI：10.15938/j.emc.2020.06.006

中圖分類號(hào)：TM 47文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A 文章編號(hào)：1007-449X（2020）06-0043-12

Study on PV inverter ground leakage current reduction technology based on the coupling inductor

ZHENG Qing-jie， CHEN Wei

（Electrical Engineering and Automation College， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract：The transformerless PV inverter system would cause higher ground leakage current between PV inverter and the ground. The conventional solution to reduce the leakage current is based on the topology and complexity control methods. This paper analyzes the reason and some solutions to control of ground leakage current at first. An innovative method is proposed based on the coupling inductor to reduce ground leakage current. It increased a coupling coil in the inverter choke， and constituted a compensated-loop with capacitor， to decrease ground leakage current. The result shows this method solves the ground leakage current effectively in transformerless PV inverter system based on the theoretical analysis， circuit simulation and experimental verification.

Keywords：transformerless; coupling inductor; PV inverter; ground leakage current;grid-connected; PV panel

0 引 言

隨著新能源發(fā)電技術(shù)的不斷進(jìn)步，目前光伏發(fā)電在全球很多國(guó)家都得到了廣泛推廣和應(yīng)用，2017年中國(guó)新增光伏發(fā)電裝機(jī)容量53GW，累計(jì)裝機(jī)130GW，其中新增裝機(jī)量占到全球2017年光伏新增裝機(jī)總量102GW的50%以上[1-4]。

目前的光伏逆變并網(wǎng)系統(tǒng)主要分為隔離型和非隔離型，由于非隔離型光伏逆變并網(wǎng)系統(tǒng)省掉了工頻隔離變壓器，所以其具有更高的系統(tǒng)轉(zhuǎn)化效率和更低的成本，在中小功率和組串式光伏逆變系統(tǒng)得到了廣泛使用。但是在無(wú)變壓器隔離的光伏系統(tǒng)中，由于光伏面板負(fù)極不能直接接地，而光伏面板正負(fù)極之間對(duì)外部均有一定寄生電容存在，這就會(huì)導(dǎo)致光伏面板對(duì)地之間存在一個(gè)回路并引起一定的漏電流，這個(gè)漏電流會(huì)給操作人員帶來(lái)安全隱患，也會(huì)在電網(wǎng)造成諧波危害，同時(shí)也是EMI共模噪聲的主要來(lái)源[5]，所以光伏逆變器并網(wǎng)必須滿足相應(yīng)的漏電流和安規(guī)標(biāo)準(zhǔn)如VDE0126-1-1和IEC60755，以及中國(guó)國(guó)標(biāo)GB/T 30427-2013。

針對(duì)非隔離型光伏逆變系統(tǒng)的共模漏電流問(wèn)題，文獻(xiàn)[6-12]提出了很多基于電路拓?fù)浜涂刂品绞降穆╇娏飨麥p措施，也在業(yè)內(nèi)得到了廣泛應(yīng)用。但是這些基于電路拓?fù)涞母纳茖?duì)策基本思路都是在續(xù)流期間將電池板和高頻交流側(cè)切斷或是構(gòu)造一個(gè)新的續(xù)流回路，這都需要增加半導(dǎo)體的數(shù)量。對(duì)于控制方式的改變則需要使得所有開(kāi)關(guān)管都工作在高頻狀態(tài)，這會(huì)導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管和磁性器件的損耗大幅增加，降低系統(tǒng)效率。本文結(jié)合逆變電感的工作特性，提出了一種基于耦合電感的共模漏電流抑制技術(shù)，不需額外增加功率器件，也不需改變單極性的控制算法，就可以有效抑制漏電流的產(chǎn)生和傳輸。經(jīng)過(guò)理論分析、電路仿真和實(shí)際整機(jī)驗(yàn)證，確認(rèn)了原理和技術(shù)應(yīng)用的可行性。

1 光伏逆變器對(duì)地漏電流形成機(jī)理

如公式（1）所示，非隔離型光伏逆變系統(tǒng)產(chǎn)生漏電流的首要原因就是光伏面板存在的對(duì)地分布電容Cpv，文獻(xiàn)[11-13]分析和介紹了光伏電池面板對(duì)地之間的分布電容模型，從模型可以看出影響晶硅類光伏面板的分布電容Cpv的主要因素是封裝結(jié)構(gòu)、封裝材料的介電常數(shù)、材料厚度和不同的天氣條件（溫濕度），根據(jù)實(shí)際工程應(yīng)用經(jīng)驗(yàn)來(lái)看，光伏面板對(duì)地的分布電容大概在50～150 nF/kW范圍之內(nèi)。由于這些分布電容是并聯(lián)關(guān)系，所以系統(tǒng)越大等效分布電容就越大，對(duì)地的共模漏電流也會(huì)相應(yīng)增加。

從式（1）可以看出除了光伏面板的分布電容以外，影響共模漏電流的另一個(gè)主要因素就是高頻共模電壓Vcm。圖1就是一個(gè)典型的單相H4橋式光伏逆變并網(wǎng)系統(tǒng)電路模型，為了提升轉(zhuǎn)化效率一般采用單極性SPWM控制方式，下面就基于這個(gè)電路簡(jiǎn)單分析漏電流的產(chǎn)生機(jī)理[14-15]。

在單極性H4橋控制方式中，一般采用兩個(gè)高頻管和兩個(gè)低頻管（工頻）組合工作，具體開(kāi)關(guān)時(shí)序如圖2所示。正半波時(shí)是S1和S4為一組，S1高頻開(kāi)關(guān)，S4常開(kāi)，S2和S3常閉;負(fù)半波時(shí)是S2和S3為一組，S3高頻開(kāi)關(guān)，S2常開(kāi)，S1和S4常閉。由于開(kāi)關(guān)管的交替開(kāi)關(guān)，就在a、b兩點(diǎn)對(duì)直流母線的O點(diǎn)之間形成了一個(gè)高頻交變電壓Vao和Vbo，如圖3和圖4所示。

由于交變電壓Vao和Vbo的存在，就會(huì)通過(guò)濾波電感L1、L2、EMC濾波器、電網(wǎng)Vg和光伏面板對(duì)地電容Cpv構(gòu)成一個(gè)回路，流過(guò)Cpv的電流Icm就是對(duì)地漏電流，也可叫做對(duì)地共模電流。在單極性控制中Vao和Vbo是交替出現(xiàn)的，所以從時(shí)域模型的角度可以按照?qǐng)D5和圖6進(jìn)行分析，為了方便分析也可以簡(jiǎn)化為圖7的模型，將高頻電壓源Vao和Vbo同時(shí)體現(xiàn)出來(lái)。下面就來(lái)分析對(duì)地漏電容Cpv上的共模電壓Vcm。

根據(jù)基爾霍夫電壓定律可得

由式（2）和式（3）可以推導(dǎo)得到

根據(jù)電磁感應(yīng)定律可以得到電感壓降公式如下，由于兩個(gè)電感感量和電流均相同，所以可以認(rèn)為兩個(gè)電感壓降絕對(duì)值相同，方向相反：

由SPWM調(diào)制方式可以知道，在45°和135°時(shí)高頻紋波最大，0°和90°時(shí)高頻紋波最小，所以在Vbo作用時(shí)整個(gè)共模電壓呈現(xiàn)一個(gè)紡錘型，在Vao作用時(shí)由于電網(wǎng)電壓疊加影響會(huì)出現(xiàn)一個(gè)偏移。由于Vg是低頻電網(wǎng)電壓，在對(duì)地電容上造成的漏電流非常小，近似可以忽略，所以共模電流Icm上基本不會(huì)體現(xiàn)電網(wǎng)電壓Vg的影響，具體共模電壓Vcm和Icmde仿真波形如圖8所示。電路仿真條件如下：母線電壓400 V，L1=L2=1 mH，單極性控制，開(kāi)關(guān)頻率20 kHz，輸出交流電壓有效值230 V，負(fù)載20 Ω。

由式（4）和式（5）可以推導(dǎo)得到

由于Vg是低頻電網(wǎng)電壓，在對(duì)地電容上造成的漏電流非常小，近似可以忽略，所以Vcm又可以近似等于：

分別對(duì)共模電壓和共模電流做FFT變換，可以看出主要諧波分量的頻率和幅值分布情況。具體如圖9和圖10 所示。

從FFT變換結(jié)果來(lái)看，單極性H4拓?fù)鋵?duì)地電容Cpv上共模電壓和共模電流的主要諧波成份頻率是開(kāi)關(guān)頻率20 kHz和其倍頻，在20 kHz諧波電流和電壓幅值分別達(dá)到1.75 A和47 V。

2 現(xiàn)有漏電流抑制技術(shù)介紹

由于逆變器并網(wǎng)時(shí)必須滿足相應(yīng)的EMI和諧波要求，就必須對(duì)傳統(tǒng)的單極性控制H4橋的逆變電路漏電流進(jìn)行相應(yīng)的抑制。針對(duì)漏電流的形成機(jī)理，主要從以下幾個(gè)角度采用一些對(duì)策來(lái)降低漏電流：

2.1 基于控制方式的漏電流抑制技術(shù)

由式（8）所知，如果可以控制Vcm電壓為一個(gè)恒定值，就可以認(rèn)為不會(huì)發(fā)生共模電壓，自然也就沒(méi)有漏電流，在仿真參數(shù)完全相同的情況下僅改變控制方式從單極性改控制為雙極性控制[16]，仿真結(jié)果如圖11～圖13所示。

由圖11可以看出，由于在雙極性SPWM控制方式下，4個(gè)開(kāi)關(guān)管都處于高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，并且兩個(gè)橋臂成對(duì)稱狀交替導(dǎo)通，這樣Vao和Vbo的和就是恒定的母線電壓值，具體如下面式（9）所示：

再?gòu)墓材ｋ妷汉凸材ｋ娏鞯姆抡娼Y(jié)果圖12和圖13可以看出，在這種工作模態(tài)下，除了剛開(kāi)始的振蕩以外，共模電壓基本就是低頻電網(wǎng)電壓的分壓值，共模電壓在20 kHz的傅里葉變換峰值大約1.2 V左右，相對(duì)原來(lái)的47 V下降明顯;而共模電流在20 kHz的傅里葉變換峰值也只有0.05 A，相對(duì)原來(lái)的1.75 A下降非常明顯。

但是由于雙極性控制模式需要4個(gè)開(kāi)關(guān)管都工作在高頻狀態(tài)下，開(kāi)關(guān)管的損耗相應(yīng)會(huì)有很大增加;同時(shí)電感上的每個(gè)開(kāi)關(guān)周期電壓差也會(huì)增加，這會(huì)導(dǎo)致電感每個(gè)周期的磁通變化值ΔB也會(huì)增加，根據(jù)斯坦麥茨方程可知，電感磁芯損耗也會(huì)大幅增加。所以從系統(tǒng)損耗的角度來(lái)說(shuō)，雙極性控制方式會(huì)增加逆變器開(kāi)關(guān)管和電感的損耗，不利于提高系統(tǒng)效率，所以實(shí)際使用的并不多。

2.2 基于電路拓?fù)涞穆╇娏饕种萍夹g(shù)

從電路拓?fù)涞慕嵌冉鉀Q漏電流主要有兩個(gè)思路，一個(gè)思路就是在續(xù)流期間把交流側(cè)和直流側(cè)進(jìn)行分離，主要由交流側(cè)進(jìn)行續(xù)流，典型拓?fù)渚褪堑聡?guó)SMA的H5和Sunways的H6（Heric）拓?fù)?另一個(gè)思路就是通過(guò)電容串聯(lián)制造一個(gè)相對(duì)靜點(diǎn)與電池板負(fù)極或正極直接連接或是間接連接在一起，為電池板與電網(wǎng)地之間形成一個(gè)固定電壓值，從而降低電池板對(duì)地的共模電壓，比如半橋拓?fù)洹⑷娖酵負(fù)?、中點(diǎn)鉗位拓?fù)涞取?/p>

圖14所示的是德國(guó)SMA的專利技術(shù)H5拓?fù)?，H5拓?fù)渚褪窃贖4拓?fù)涞幕A(chǔ)上增加一個(gè)開(kāi)關(guān)管S5，在主電流導(dǎo)通期間S5開(kāi)通，在續(xù)流時(shí)S5關(guān)閉，這樣交流側(cè)和直流側(cè)就通過(guò)S5進(jìn)行了分離，同時(shí)交流側(cè)通過(guò)開(kāi)關(guān)管控制時(shí)序形成一個(gè)續(xù)流回路，等效把a(bǔ)點(diǎn)和b點(diǎn)短路。從而實(shí)現(xiàn)續(xù)流期間基本不產(chǎn)生流過(guò)Cpv的漏電流，但是這個(gè)拓?fù)涞娜秉c(diǎn)是由于增加了一個(gè)高頻開(kāi)關(guān)管，導(dǎo)致總的開(kāi)關(guān)管損耗和成本增加[17]。

圖15所示的就是Sunways的的專利技術(shù)H6（Heric）拓?fù)?，H6拓?fù)涫窃贖4拓?fù)涞幕A(chǔ)上增加兩個(gè)開(kāi)關(guān)管S5和S6在a點(diǎn)和b點(diǎn)之間。S5和S6通過(guò)反串構(gòu)成一個(gè)雙向開(kāi)關(guān)的功能，在主電流導(dǎo)通期間S5和S6關(guān)閉，在續(xù)流時(shí)S5和S6開(kāi)通，這樣在續(xù)流期間就等效把a(bǔ)點(diǎn)和b點(diǎn)之間短路，構(gòu)成一個(gè)只在交流側(cè)續(xù)流的回路。從而也可以實(shí)現(xiàn)在續(xù)流期間基本不產(chǎn)生流過(guò)Cpv的漏電流，但是這個(gè)拓?fù)涞娜秉c(diǎn)和H5類似，由于增加了兩個(gè)高頻開(kāi)關(guān)管，導(dǎo)致總的開(kāi)關(guān)管損耗明顯增加[18]。此拓?fù)渫ㄟ^(guò)調(diào)整S5和S6的連接位置可以產(chǎn)生很多衍生的拓?fù)?，所以就有很多H6的變種。

半橋拓?fù)渚褪峭ㄟ^(guò)電容串聯(lián)制造一個(gè)中點(diǎn)，并把這個(gè)中點(diǎn)連接到電網(wǎng)的N線，從而制造出一個(gè)相對(duì)靜點(diǎn)。只要C2和C3足夠大，就可以近似認(rèn)為共模電壓Vcm等于Vbo（0.5 Vpv）基本不變，這樣就不會(huì)產(chǎn)生對(duì)地漏電流。但是半橋拓?fù)浔举|(zhì)上還是Buck型逆變器，由于電容分壓作用，導(dǎo)致實(shí)際工作電壓只有0.5 Vpv，電壓利用率低，不適用于大功率場(chǎng)合。

三電平拓?fù)渲饕譃門(mén)型三電平和I型三電平，本例以T型三電平進(jìn)行分析。T型三電平也需要通過(guò)C2和C3構(gòu)成一個(gè)中點(diǎn)電位，并與電網(wǎng)的N線連接形成一個(gè)靜點(diǎn)。在續(xù)流期間，會(huì)通過(guò)S1和S2或其反并聯(lián)二極管構(gòu)成一個(gè)回路，共模電壓Vcm基本就等于Vbo，只要電容C2和C3足夠大，就可以認(rèn)為Vbo基本不變，所以理論上也沒(méi)有對(duì)地漏電流產(chǎn)生[19]。通過(guò)復(fù)雜的控制方式，三電平技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)提升系統(tǒng)的轉(zhuǎn)化效率;三電平技術(shù)的缺點(diǎn)主要就是需要額外增加大的分壓母線電容，對(duì)成本和壽命（電解電容容量會(huì)逐步衰減，溫度越高衰減越快）有一定影響。

中點(diǎn)鉗位拓?fù)涫窃诰W(wǎng)側(cè)用兩個(gè)小電容進(jìn)行分壓構(gòu)成一個(gè)相對(duì)中點(diǎn)，并把其連接到光伏電池板的負(fù)極或正極，由于電網(wǎng)電壓是低頻電壓可近似看為靜點(diǎn)，這樣就相當(dāng)于把光伏電池板負(fù)極（或正極）接到一個(gè)靜點(diǎn)上。具體見(jiàn)圖18，對(duì)地共模電壓Vcm基本就等于Vc4，由于C4上的電壓波動(dòng)相對(duì)很小，所以共模電流Icm也會(huì)相應(yīng)減小很多。但由于C3和C4是接在濾波器后面不能取太大，否則會(huì)影響逆變器的濾波效果。這就導(dǎo)致其漏電流抑制效果較上面幾種拓?fù)湟晕⒉钜恍?。浙大的蘇娜和崔文峰博士研究思路也是基于電路拓?fù)渲袠?gòu)造靜點(diǎn)的方式，圍繞電路拓?fù)浜碗娙蓦妷恒Q位控制共模電壓思路還有很多種電路衍生拓?fù)?，本文就不詳?xì)介紹。

3 基于耦合電感的漏電流抑制技術(shù)

結(jié)合上文分析的現(xiàn)有漏電流抑制技術(shù)存在的一些缺陷，本文提出了一種基于耦合電感的漏電流抑制技術(shù)，通過(guò)在原有逆變電感上增加耦合繞組，再將耦合繞組通過(guò)一個(gè)補(bǔ)償電容接電池板負(fù)極（或正極），等效為給對(duì)地電容Cpv并聯(lián)了一個(gè)補(bǔ)償電容，電容越大，容抗在總回路的占比越小，落在容抗上的分壓Vcm也就相應(yīng)減小。具體電路拓?fù)淙鐖D19所示。

本文提出的這種基于耦合電感的漏電流抑制方案，相比較于傳統(tǒng)用電容分壓制造靜點(diǎn)法，多了一個(gè)控制變量耦合電感感量，這樣在電容的選取上自由度更大一些，也更容易平衡損耗和漏電流之間的關(guān)系。為了簡(jiǎn)化分析，假設(shè)耦合電感的繞組匝數(shù)一樣，耦合系數(shù)k=1，并忽略寄生參數(shù)的影響。由于正半波和負(fù)半波是對(duì)稱工作狀態(tài)，所以本文只分析正半波的理論模型。在正半波時(shí)是Vao為高頻交流源，由于S4是常閉的相當(dāng)于短路掉L21和C3的回路，所以Vao主要通過(guò)電感L1、L11、L2、電網(wǎng)Vg、C4和Cpv構(gòu)成回路，具體模型見(jiàn)圖20，由于電網(wǎng)電壓是低頻基本不構(gòu)成高頻漏電流，所以也可以忽略掉Vg，把模型進(jìn)一步簡(jiǎn)化為不帶Vg的模型。

為了便于分析，進(jìn)一步消去互感，可得如圖21所示電路。

下面分析耦合系數(shù)k1、補(bǔ)償繞組電感量（調(diào)整匝數(shù)）和補(bǔ)償電容C4對(duì)Cpv上共模電壓Vcm幅值的影響，設(shè)定參數(shù)如下：Vao=360 V，L1=1.16 mH，L2=1.16 mH，Cpv=300 nF，開(kāi)關(guān)頻率fs=20 kHz。為了評(píng)估實(shí)際環(huán)形耦合電感（磁粉芯）的耦合系數(shù)范圍，對(duì)4組實(shí)際電感的耦合系數(shù)進(jìn)行測(cè)定，如圖22所示，所有樣品選擇兩個(gè)鐵硅鋁226 060磁環(huán)并繞，粗線線徑2.2 mm單股，細(xì)線線徑0.3 mm單股，其中第一組內(nèi)層60圈細(xì)線均勻繞制，外層60圈粗線均勻繞制;第二組繞組內(nèi)層60圈粗線均勻繞制，外層60圈細(xì)線均勻繞制;第三組繞組內(nèi)層60圈粗線均勻繞制，外層50圈細(xì)線均勻繞制;第四組繞組內(nèi)層60圈粗線均勻繞制，外層70圈細(xì)線均勻繞制;每組兩個(gè)樣品。從測(cè)試結(jié)果可以得到耦合系數(shù)的大概分布范圍如下表1所示，通過(guò)這幾種極端情況下（不同繞法和匝比）耦合系數(shù)測(cè)試結(jié)果分析可知，對(duì)于這類基于合金磁粉芯的電感耦合系數(shù)的大概分布范圍在0.989～0.994之間。

通過(guò)Mathcad建立模型以后可以得到如圖23～圖25的幾組數(shù)據(jù)和曲線（k1默認(rèn)值0.99，L11默認(rèn)值1.16 mH）。

從圖23可以看出，在耦合系數(shù)從0.96到1之間，共模電壓絕對(duì)值處于上升趨勢(shì)，隨著補(bǔ)償電容C4的加大而減小;從圖24可以看出，隨著補(bǔ)償電容C4的增加，共模電壓絕對(duì)值處于下降趨勢(shì)，耦合系數(shù)的影響相對(duì)比較小;從圖25可以看出，隨著補(bǔ)償繞組L11電感量（圈數(shù)）變化，共模電壓幅值的絕對(duì)值處于先下降到零再上升的趨勢(shì)，這說(shuō)明如果可以適當(dāng)調(diào)整C4和L11參數(shù)之間的配合，可以做到完全零共模電壓和零漏電流。

為了方便分析，可以對(duì)模型進(jìn)一步簡(jiǎn)化，假設(shè)k=1，L1=L11（補(bǔ)償繞組和主繞組匝數(shù)一樣），根據(jù)式（18）可推導(dǎo)得到式（19）等效電感L1eq就等于L1。

由于Cpv和C4是并聯(lián)關(guān)系，C4越大Ia就越大，那么VL1也會(huì)增加，在Vao不變的前提下Vcm自然就小了，Icm也會(huì)明顯下降。進(jìn)一步用電路仿真進(jìn)行驗(yàn)證，電路按照?qǐng)D19的接法，C3=C4=Cpv=300 nF，其他器件參數(shù)設(shè)置和之前單極性H4拓?fù)涞姆抡妫▓D1、圖8、圖9和圖10）使用參數(shù)完全一樣。

通過(guò)仿真結(jié)果圖28和29可以發(fā)現(xiàn)，對(duì)地電容Cpv上的共模電壓Vcm和共模電流Icm均有明顯下降。通過(guò)對(duì)波形做傅里葉變換以后的結(jié)果可以發(fā)現(xiàn)增加補(bǔ)償回路以后在開(kāi)關(guān)頻率20 kHz處的Vcmp=9.3 V，補(bǔ)償之前是47 V;Icmp=0.35 A，補(bǔ)償之前是1.75 A。通過(guò)仿真結(jié)果對(duì)比可以看出基于耦合電感的光伏逆變器漏電流抑制技術(shù)對(duì)于降低單極性H4橋式光伏逆變器的對(duì)地漏電流和共模電壓是有明顯效果的。

通過(guò)觀察可以發(fā)現(xiàn)，補(bǔ)償回路主要是由耦合電感和補(bǔ)償電容構(gòu)成，那么接下來(lái)再看一下補(bǔ)償電容對(duì)補(bǔ)償效果的影響。首先在保證其他仿真參數(shù)不變的前提下，僅調(diào)整補(bǔ)償電容C3/C4從100 nF到1 000 nF之間變化。按照上面相同的仿真步驟，分別對(duì)Vcm和Icm做FFT變換，提取開(kāi)關(guān)頻率20 kHz處的諧波峰值做出一條曲線，如圖30和圖31所示。通過(guò)仿真結(jié)果對(duì)比可以看出隨著補(bǔ)償電容增大，對(duì)地漏電流是呈現(xiàn)單調(diào)下降的關(guān)系的，也就是補(bǔ)償電容越大漏電流越小，補(bǔ)償效果越好，此結(jié)論與理論模型計(jì)算結(jié)果相吻合。但是隨著補(bǔ)償電容增大帶給補(bǔ)償繞組的損耗也會(huì)越高，需要結(jié)合耦合電感參數(shù)做個(gè)綜合平衡。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證基于耦合電感的漏電流抑制技術(shù)的實(shí)際效果本文選取了市面上常見(jiàn)的一款 3 kW光伏逆變器作為測(cè)試平臺(tái)。此機(jī)器采用的是單極性控制H4橋拓?fù)?，為了滿足EMI和漏電流要求，在輸出端使用了兩級(jí)EMI濾波結(jié)構(gòu)，機(jī)器打開(kāi)以后的功率電路板部分見(jiàn)圖33所示。

為了分析和驗(yàn)證基于耦合電感的漏電流抑制效果，全部旁路掉輸出EMI電路，并在逆變器外部接一個(gè)330 nF的薄膜電容模擬光伏面板對(duì)地電容Cpv。逆變器輸出濾波電感在原有方案基礎(chǔ)上，并繞一個(gè)相同匝數(shù)的繞組做耦合電感，具體見(jiàn)圖32所示。耦合繞組外接電容取900 nF（經(jīng)過(guò)調(diào)試選?。?，并將電容的另一端接到直流母線的負(fù)極，輸出是滿載3 kW直接并交流市電。

通過(guò)對(duì)比測(cè)試結(jié)果圖34和圖35可以發(fā)現(xiàn)，在連接耦合電感和補(bǔ)償電容之前，對(duì)地電容Cpv（330 nF）上的電壓Vcm和漏電流Icm有明顯的高頻雜訊，其中Icm的有效值在461 mA;在連接耦合電感補(bǔ)償繞組和補(bǔ)償電容900 nF以后，對(duì)地電容Cpv上的電壓Vcm和漏電流Icm上的高頻雜訊基本全部消失，波形較為純凈，其中Icm的有效值也下降為 929 mA。通過(guò)實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出基于耦合電感的漏電流抑制技術(shù)對(duì)單極性H4橋式光伏逆變器的漏電流抑制有明顯效果，可大幅降低系統(tǒng)對(duì)地漏電流。

在驗(yàn)證完對(duì)地電容上的漏電流抑制效果以后還需要進(jìn)一步驗(yàn)證對(duì)系統(tǒng)EMI的改善效果，由于有了補(bǔ)償回路以后漏電流大大下降，對(duì)地漏電流本身也是共模噪聲的主要來(lái)源，所以理論上可以減小輸出EMI濾波器的壓力。本次測(cè)試先取消掉兩級(jí)濾波器中原來(lái)較大的輸出共模電感Output CM Choke2（11 mH，納米晶），只保留一個(gè)小的輸出共模電感Output CM Choke1（1.5 mH，高導(dǎo)鐵氧體），其他X電容和Y電容繼續(xù)保留，具體見(jiàn)圖33所示。

從圖36和圖37的EMI傳導(dǎo)對(duì)比測(cè)試結(jié)果可以看出，在增加補(bǔ)償繞組和電容之前，在1 MHz之前的傳導(dǎo)QP值和AV值都是超過(guò)標(biāo)準(zhǔn)限值的，有明顯的開(kāi)關(guān)頻率倍頻和振蕩;在增加了補(bǔ)償繞組和電容以后，對(duì)2 MHz之前的傳導(dǎo)低頻段準(zhǔn)峰值QP值和平均值A(chǔ)V值抑制效果均非常明顯，都低于標(biāo)準(zhǔn)限值且有15 dB以上的裕量。從EMI傳導(dǎo)測(cè)試結(jié)果可以看出此技術(shù)對(duì)于高頻段EMI影響并不明顯，這主要是因?yàn)楦哳l段噪聲一般是由近場(chǎng)耦合或是通過(guò)其他寄生參數(shù)路徑耦合導(dǎo)致，對(duì)本技術(shù)并不敏感。通過(guò)對(duì)比可以發(fā)現(xiàn)基于耦合電感和補(bǔ)償回路的漏電流抑制技術(shù)對(duì)單極性H4橋光伏逆變器EMI傳導(dǎo)的低頻段有明顯的改善效果，這一部分共模噪聲主要都是開(kāi)關(guān)頻率噪聲源通過(guò)對(duì)地電容構(gòu)成，能量也較大，通常也是EMI整改中最難消減的部分。

5 結(jié) 論

本文提出的基于耦合電感的單極性控制光伏逆變器漏電流抑制技術(shù)，利用了逆變電感構(gòu)造出耦合電感，并將此耦合電感繞組通過(guò)一個(gè)電容接光伏電池板的負(fù)極（或正極）構(gòu)成一個(gè)漏電流補(bǔ)償回路，此補(bǔ)償回路可有效降低非隔離的光伏逆變系統(tǒng)對(duì)地漏電流并改善EMI的傳導(dǎo)噪聲。

通過(guò)理論分析、模型建立、電路仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，充分證明了此方案的可行性和有效性。該方案不僅改善非隔離光伏逆變系統(tǒng)的對(duì)地漏電流和EMI噪聲，還可以有效降低整個(gè)逆變系統(tǒng)的EMI濾波成本;同時(shí)此技術(shù)在實(shí)際實(shí)施過(guò)程中也比較容易操作，比較適合工廠大批量生產(chǎn)，耦合繞組線圈只通過(guò)噪聲漏電流，只要采用很細(xì)的導(dǎo)線，不會(huì)增加電感體積。綜上，此技術(shù)非常適合應(yīng)用在單相單極性控制的非隔離橋式光伏逆變器，可以幫助其降低對(duì)地漏電流，并改善EMI特性和降低系統(tǒng)EMI濾波器成本。

對(duì)于抑制主要以低于2 MHz為主的漏電流，兩個(gè)耦合電感的雜散參數(shù)，如漏感和分布電容等的影響不大，但對(duì)于高于2 MHz的共模EMI噪聲，耦合電感的雜散參數(shù)可能帶來(lái)較大影響，對(duì)此未來(lái)將進(jìn)一步深入分析和另文發(fā)表。

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（編輯：劉素菊）

收稿日期： 2018-10-20

基金項(xiàng)目：國(guó)家自然科學(xué)基金（51777036）

作者簡(jiǎn)介：鄭慶杰（1979—），男，博士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮痈哳l磁技術(shù);

陳 為（1958—），男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮痈哳l磁元件技術(shù)、電磁兼容與分析。

通信作者：鄭慶杰