一種具有恒電壓增益和自動功率限制能力的雙向LLC-DCX變換器及其調(diào)制策略

粟 梅，蔡志強，謝詩銘，許 國，鄧國良，陳孝鶯

（中南大學(xué)自動化學(xué)院，長沙 410083）

近年來，隨著能源結(jié)構(gòu)的調(diào)整，光伏發(fā)電、新能源汽車和不間斷電源等領(lǐng)域都用到雙向DC-DC變換器。諧振變換器可滿足開關(guān)電源高開關(guān)頻率、高效率和高功率密度的發(fā)展趨勢，受到了廣泛關(guān)注[1-2]。LLC諧振變換器的開關(guān)管可以在全負載圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān)[3-4]。為了利用LLC在諧振工作點的高效率優(yōu)勢，許多學(xué)者研究具有固定轉(zhuǎn)換增益的隔離雙向DC-DC 變換器[5-7]。

在雙向功率應(yīng)用中，除了效率之外，LLC變換器還需要額外關(guān)注2個問題：一個是控制策略和拓撲結(jié)構(gòu)的不對稱問題，另一個是軟啟動和電流保護。文獻[8-11]提出一種具有2個諧振腔的對稱雙向CLLC諧振變換器，在正向模式下的電壓增益與反向模式下的電壓增益相同，但需要改變控制邏輯才能實現(xiàn)雙向功率流動；文獻[12]針對LLC-LC型諧振變換器提出一種LLC-LC型雙向控制策略，無需功率流向檢測，自動實現(xiàn)雙向功率流動，但環(huán)流會降低LLC變換器在反向時的效率；從拓撲結(jié)構(gòu)角度，文獻[13]提出添加1個輔助電感構(gòu)建1個對稱結(jié)構(gòu)，然而在不同的工作模式下功率平穩(wěn)的切換是個挑戰(zhàn)；文獻[14]提出一種雙向CLTC諧振變換器，增加了輔助變壓器和諧振電容，而額外的器件可能導(dǎo)致效率和可靠性降低。為了實現(xiàn)變換器的軟啟動和過電流保護，文獻[15]提出一種諧振電容電壓鉗位的變壓器輔助電路；文獻[16]提出了一種限制啟動電流的離線計算方法。然而，當(dāng)諧振腔的因器件老化改變時，理論計算不準(zhǔn)確；文獻[17]采用了最優(yōu)軌跡控制 OTC（optimal trajectory control）方法，但該方法計算量大。另外，為了減少汽車上線束和電器的體積和電能損耗，汽車低壓輔助電源系統(tǒng)從12 V向48 V系統(tǒng)過渡[18-19]。雙電源（48 V/12 V）系統(tǒng)架構(gòu)作為12 V到48 V系統(tǒng)的過渡方案逐漸得到關(guān)注。目前，該雙電源系統(tǒng)通常采用傳統(tǒng)48 V系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)[20]，這種供電方式輸出最大功率等于變換器裝置的最大功率。

本文提出另一種方案。與傳統(tǒng)48 V系統(tǒng)不同，在穩(wěn)態(tài)時，12 V負載由12 V電池組直接輸出部分功率，額外功率由36 V電池組通過隔離DC-DC變換器提供。這樣可以減小隔離DC-DC變換器的額定功率容量，同時也降低器件電壓應(yīng)力及供電系統(tǒng)的成本和體積。

基于本文提出的雙電源系統(tǒng)供電架構(gòu)，針對變換器單元，采用LLC變換器，結(jié)合前述LLC雙向功率流的現(xiàn)有問題，提出一種具有恒電壓增益和自動功率限制能力的雙向LLC-DCX變換器及其調(diào)制策略，首先介紹所提改進型LLC變換器拓撲以及調(diào)制策略，再分析了該調(diào)制策略下的恒電壓增益特性、自動功率限制能力以及零電壓開通ZVS（zero-voltageswitching）條件，通過實驗驗證了方案的有效性。

1 改進型LLC變換器及調(diào)制策略

1.1 改進型LLC變換器結(jié)構(gòu)

汽車48 V/12 V雙電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。傳統(tǒng)48 V系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1（a）所示的結(jié)構(gòu)，通過1個DC-DC變換器裝置，進行48 V-12 V轉(zhuǎn)換，為12 V負載供電。12 V負載的大范圍波動會導(dǎo)致DCDC變換器功率上限較大，器件應(yīng)力較大。本文所提改進型雙電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1（b）所示。與圖1（a）有所不同，48 V電池組由36 V和12 V電池組串聯(lián)得到，為48 V負載供電，12 V負載由12 V電池組和隔離DC-DC變換器共同供電。在同等12 V負載條件下，該隔離DC-DC變換器功率要求只有傳統(tǒng)48 V系統(tǒng)中變換器功率的3/4。

本文研究一種添加輔助二極管的改進型LLC變換器結(jié)構(gòu)，如圖2所示。圖中，Vin是該諧振變換器的輸入電壓，Vo是輸出電壓；諧振腔由諧振電感Lr和2個諧振電容C1、C2及其反并聯(lián)二極管 D1、D2組成；隔離變壓器的匝比為n，其勵磁電感為Lm。則諧振腔的諧振頻率fr可以表示為

1.2 調(diào)制策略分析

在本文所提的調(diào)制策略中，改進型LLC變換器工作在斷續(xù)模式下，開關(guān)管S1、S3和S6的驅(qū)動信號相同，開關(guān)管S2、S4和S5的驅(qū)動信號相同，同時所有PWM信號都是主動產(chǎn)生，所以不存在同步整流SR（synchronous rectifier）的問題。在該調(diào)制策略下，變換器的增益可以保持相對固定。

該調(diào)制策略有4種工作模式。當(dāng)汽車雙電源供電系統(tǒng)正常工作時，它工作在模式1和模式3，分別是正向功率傳輸和反向功率傳輸，恒增益特性在正向功率傳輸模式下有效；當(dāng)發(fā)生過載時，由模式1切換到模式2，自動實現(xiàn)功率限制；在反向功率傳輸時發(fā)生過載，模式3切換到模式4。本文只討論正向功率傳輸（即模式1和模式2）的情況。

1.2.1 模式1：正向功率傳輸模式

在正向功率傳輸時，能量從變壓器的一次側(cè)傳遞到二次側(cè)。圖3為該模式下變換器的工作模態(tài)，其主要波形如圖4所示。由于波形的對稱性，只分析半個開關(guān)周期的模態(tài)，如圖4中的t0～t3時刻。

階段 1（t0～t1）[圖 3（a）]：t0時刻之前，S1和 S2關(guān)斷，S3和S6的結(jié)電容電壓由Vo降至0，同時，S3和S6的反并聯(lián)二極管續(xù)流，S1、S3和 S6開通，C1、C2和Lr開始諧振。在t0時刻，諧振電流ir為0，因而S1零電流開通。在這個階段中，nVo加在Lm上，勵磁電流負向線性減小，大于0之后，繼續(xù)正向線性增加。變壓器的二次側(cè)電流is=n（ir-iLm）。

階段 2（t1～t2）[圖 3（b）]：t1時刻，諧振電流 ir減小至 0，S1、S3和 S6關(guān)斷。 該階段為死區(qū)時間，Lm不再被輸出電壓拑位，所有開關(guān)管的結(jié)電容和Lr、Lm諧振，S1、S3和 S6的結(jié)電容充電，S2、S4和 S5的結(jié)電容放電。

階段 3（t2～t3）[圖 3（c）]：t2時刻，二次側(cè)的結(jié)電容充放電完畢，S3和S6的結(jié)電容電壓增加到Vo，S4和S5的反并聯(lián)二極管續(xù)流。t2時刻之后，nVo反向加在Lm上，諧振電感Lr和C1、C2繼續(xù)諧振。iLm正向減小，S4和S5的反并聯(lián)二極管持續(xù)導(dǎo)通。

1.2.2 模式2：正向功率限制模式

當(dāng)LLC變換器的輸出功率大于額定功率時，變換器自動從模式1切換到模式2。在過載情況下，由于輸入電流過大，諧振電容上的電壓UC1或UC2快速增大。 一旦UC1或UC2達到Vin，D1或D2開始導(dǎo)通，C1和 C2被旁路，C1、C2、Lr之間停止諧振。 在鉗位二極管D1或D2導(dǎo)通時，變壓器正向功率傳遞中斷，同時，諧振電流ir限幅，保護主電路開關(guān)和諧振電容。圖5為該模式下變換器的工作模態(tài)，主要波形如圖6所示。

階段 1（t0～t1）[圖 3（a）]：該階段的模態(tài)與模式 1的階段1相同，不再贅述。

階段 2（t1～t2）[圖 5（a）]：UC2在 t1時刻達到 Vin，D1導(dǎo)通，-nVo加在 Lr上，t1時刻之后，ir正向線性減小。如圖5（a）所示，由于輔助二極管的鉗位作用，沒有電壓輸入，能量傳輸終止。

階段 3 （t2～t3）[圖 5 （b）]：t2時刻，S1、S3和 S6關(guān)斷，由于is電流為正，S3和S6的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，而S1和S2的結(jié)電容開始充放電。t3時刻，-（Vin+nVo）加在 Lr上，ir開始減少。

階段 4（t3～t4）[圖 5（c）]：該模態(tài)始于 is等于 0時，二次側(cè)所有開關(guān)管的結(jié)電容開始充放電。

2 調(diào)制策略下的特性分析

2.1 恒增益特性

圖7給出了變換器在該調(diào)制策略下的輸入輸出高頻電流（iin和iout）波形。從圖2的電路結(jié)構(gòu)可知，iout=|is|，is=n（ir-iLm），可推出 iout=|n[ir（t）-iLm（t）]|。

圖7中，在t0～t1時內(nèi)，輸入電流iin的波形與諧振電流ir的波形一致，均為正弦波形，iin=ir/2。在t1～t2的死區(qū)時間內(nèi)，iin=0，所以 iin（t）的平均值為

式中：Ts為開關(guān)周期；iin（t）為一次側(cè)輸入電流；iout（t）為二次側(cè)輸出電流。

在t0～t2時段，的平均值為0， 在t1～t2死區(qū)時間內(nèi)，可認為ir平均值為0，則iout（t）的平均值可以簡化為

輸入功率和輸出功率在忽略損耗的情況下保持平衡，因此電壓增益可以表示為

2.2 自動功率限制

根據(jù)式（5）和式（6），ir（t）、uc1（t）和 uc2（t）分別為

可以推出變換器的輸入電流iin（t）為

因此，iin（t）的平均值為

傳輸?shù)淖畲蠊β蕿?/p>

由以上分析可知，鉗位二極管可以恒功率限制，且恒功率與C1、C2有關(guān)。過載時，輸出電壓比額定電壓低，鉗位二極管實現(xiàn)了自動功率限制，圖8為變換器輸出電壓與輸出電流的標(biāo)幺值關(guān)系。

2.3 ZVS條件分析

為了實現(xiàn)開關(guān)管的ZVS，諧振電感的能量要在開關(guān)管開通前對結(jié)電容完成充放電。在正向功率傳輸模式下，二次側(cè)的開關(guān)管可以實現(xiàn)ZVS。如圖4的正向功率傳輸波形，諧振電感的電流ir減少到0，當(dāng) S1、S3和 S6關(guān)斷時，is=-。 is給 S4和 S5的結(jié)電容放電完畢后，S4和S5的反并聯(lián)二極管開通。為了給結(jié)電容放電/充電，is應(yīng)足夠大，因此，變壓器的勵磁電流設(shè)計要滿足S4和S5的ZVS開通條件，勵磁電感中存儲的能量應(yīng)高于4個結(jié)電容的能量，即

式中：CS3、CS4、CS5、CS6分別為 S3、S4、S5、S6的結(jié)電容；iLm_peak為勵磁電流的峰值，可以表示為

在 S1、S3和 S6關(guān)斷后，is降低，但總為正，保證了S2、S4和S5的ZVS實現(xiàn)。因此，勵磁電感的電流在死區(qū)時間內(nèi)應(yīng)大于0，得

式中，Tdead為死區(qū)時間，可以表示為

二次側(cè)整個全橋使用相同的器件，所以CS3、CS4、CS5和CS6的結(jié)電容容值相同。根據(jù)式（14）和式（15），可以計算出勵磁電感的取值范圍，為

同時，死區(qū)時間內(nèi)，勵磁電流應(yīng)大于0，故死區(qū)的持續(xù)時間有限。根據(jù)式（16）和式（17）可以推導(dǎo)出

在反向功率傳輸模式下，當(dāng)S1、S3、S6關(guān)斷時，諧振電感電流等于iLm。S1、S2的結(jié)電容通過ir充放電，S2的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通。為了保證S2的ZVS條件，ir應(yīng)該足夠大，讓結(jié)電容完全充放電，則有

假設(shè) CS1和 CS2相同，由式（15）和式（20）可知勵磁電感的范圍為

在這種模式下，還應(yīng)適當(dāng)設(shè)計死區(qū)時間，以保證ZVS的條件，這與正向功率傳輸模式相同。

由上述分析可知，勵磁電感的取值范圍為式（18）和式（21）。 從式（19）可知，諧振頻率需要低于開關(guān)頻率的2倍，否則開關(guān)管將失去ZVS的條件。

3 實驗與分析

為了驗證所提出方案的可行性，本文設(shè)計了1臺720 W的實驗樣機，如圖9所示。實驗樣機由隔離DC-DC單元（一次側(cè)開關(guān)管IPB014N06N、二次側(cè)開關(guān)管BSC014N04LS）、PWM驅(qū)動單元（Si8273AB）和輔助供電單元（LMR16010；AMS1117-5.0）組成，控制采用模擬芯片（UCC25600）實現(xiàn)。表1為實驗樣機的設(shè)計參數(shù)。

表1 實驗樣機參數(shù)Tab.1 Parameters of experimental prototype

圖10為所提調(diào)制策略下正反向穩(wěn)態(tài)的諧振電流和驅(qū)動信號的波形，可以看出，一次側(cè)和二次側(cè)的驅(qū)動信號相同，在一個開關(guān)周期內(nèi)，諧振電流斷續(xù)。圖11為正反向穩(wěn)態(tài)的開關(guān)管的ZVS波形，可以看出，一次側(cè)和二次側(cè)的開關(guān)管都實現(xiàn)了ZVS開通。

圖12為該樣機和12 V電池組的3種功率分配情況下的變換器輸入電壓Vin、輸出電壓Vout、輸出電流iout和電池組輸出電流ibat波形，從圖中可以看出，在不同負載的情況下，變換器和電池組的輸出電流比近似是3:1，也即功率能夠3:1分配，可降低雙電源系統(tǒng)中DC-DC變換器的實際輸出功率容量；同時可以看到，電壓比也幾乎接近3:1，恒電壓增益特性得到驗證。

圖13為自動功率限制的波形，當(dāng)功率為528 W時，諧振電容電壓和諧振電感電流的正常波形如圖 13（a）所示；從圖 13（b）可以看出，在過載時，諧振電容兩端的電壓被二極管鉗位，輸出電壓從12 V下降到10 V，輸出功率自動受到限制，為恒功率輸出，輸出功率為1 000 W。

圖14給出了輸入接36 V電池組、輸出接12 V電池組和負載時電池組均壓測試結(jié)果，可以看出，在放電時間內(nèi)，該LLC變換器可以自動調(diào)節(jié)兩端電池組的電壓，使其電壓比 （輸入電壓/輸出電壓）相對穩(wěn)定，實現(xiàn)自動電壓調(diào)整，從而保護電池組。圖15為LLC變換器的效率，可見，在該調(diào)制策略下，LLC變換器的峰值效率可以達到97%。

4 結(jié)語

本文提出一種具有恒增益和自動功率限制能力的LLC-DCX變換器的改進拓撲及其調(diào)制策略方法。結(jié)合所提汽車雙電源（48 V/12 V）混合供電架構(gòu)，該改進型LLC變換器從48 V電池組中的部分電池取電，實現(xiàn)48 V-12 V轉(zhuǎn)換，并具有以下特點：通過定頻控制，使變換器工作在斷續(xù)模式，實現(xiàn)恒電壓增益輸出，可自動實現(xiàn)電池組的電壓均衡；通過引入鉗位二極管，實現(xiàn)變換器的自動功率限制能力；變換器和12 V電池組功率輸出比為3:1，從而降低隔離DC/DC變換器的實際輸出功率容量，繼而降低汽車雙電源供電系統(tǒng)的成本和體積。最后，通過搭建基于模擬控制的實驗樣機驗證了所提方法的有效性。

本文主要關(guān)注的是所提48 V-12 V的新供電架構(gòu)、變換器雙向功率傳遞下的穩(wěn)態(tài)特性，如軟開關(guān)、恒電壓增益等等，與其他諧振變換器一樣，在工程應(yīng)用中，諧振變換器的啟動問題和諧振參數(shù)的偏差都將對系統(tǒng)造成一定的影響。在變換器啟動策略方面，本文LLC-DCX拓撲中包含鉗位二極管，可以限制變換器的最大啟動電流，以及進行過流保護。與此同時，樣機所用芯片可以進行超頻啟動，從而限制啟動電流。另外，在諧振參數(shù)的影響方面，與傳統(tǒng)LLC變換器一樣，諧振腔的參數(shù)改變會導(dǎo)致諧振腔的Q值以及諧振頻率和理論計算出現(xiàn)偏差，這種偏差不會影響系統(tǒng)的穩(wěn)定運行，但將導(dǎo)致變換器的增益出現(xiàn)一定的偏差，其影響的大小由實際應(yīng)用場合的需求確定。當(dāng)諧振器件因老化或發(fā)熱而造成諧振參數(shù)改變時，從諧振模型、諧振腔參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計角度，研究調(diào)制策略可以保證變換器在參數(shù)偏離情況下的恒增益特性或者進一步提高轉(zhuǎn)換效率，這是后續(xù)值得進一步深入研究的工作。