基于IPM的交流伺服驅(qū)動(dòng)器低速抖動(dòng)的解決方案

錢(qián)勇 熊愛(ài)中

（1.蘇州大學(xué) 江蘇省蘇州市 215000 2.新代科技（蘇州）有限公司 江蘇省蘇州市 215000）

IPM智能功率模塊不僅將電力電子開(kāi)關(guān)器件和驅(qū)動(dòng)電路集成在一起，內(nèi)部同時(shí)集成了過(guò)電壓，過(guò)電流和過(guò)熱等檢測(cè)電路，并可以將故障信息傳遞給DSP芯片，目前IPM智能功率模塊廣泛地應(yīng)用于變頻器，伺服驅(qū)動(dòng)器等設(shè)備上。

伺服驅(qū)動(dòng)器產(chǎn)品主要應(yīng)用于高精度數(shù)控機(jī)床，機(jī)器人，軌道交通等行業(yè)，需要高精度高分辨率，在實(shí)際使用過(guò)程中會(huì)出現(xiàn)低速抖動(dòng)等情況，針對(duì)此類問(wèn)題，需要提出修改Sigma Delta濾波器模塊（SDFM）硬件電路設(shè)計(jì)來(lái)改善低速抖動(dòng)的情況。

1 IPM智能功率模塊內(nèi)部架構(gòu)

本文主要簡(jiǎn)述三菱IPM模塊，IPM內(nèi)部架構(gòu)主要如圖1所示，此類IPM屬于C型IPM模塊，包含6臂IGBT(IGBT1---IGBT6)，6個(gè)快恢復(fù)二極管（Di1-Di6），上臂半橋集成電路（HVIC）和下臂半橋集成電路（LVIC），其中HVIC的核心是低壓CMOS與高壓LDMOS的組合，主要采用窄脈沖電平位移技術(shù)實(shí)現(xiàn)從低電壓向高壓電平的轉(zhuǎn)換，從而用于上臂IGBT控制，并采用自舉電容電路（bootstrap Circuit）獲得上臂浮動(dòng)電源，這使得驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)得到極大的簡(jiǎn)化，成本得到降低，在逆變器，伺服驅(qū)動(dòng)器等功率變換器件中得到應(yīng)用。

圖1：IPM內(nèi)部架構(gòu)圖

圖2：柵極驅(qū)動(dòng)電路

2 IPM用于伺服驅(qū)動(dòng)的柵極控制電路

IPM驅(qū)動(dòng)電路主要是由自舉電路（bootstrap Circuit），驅(qū)動(dòng)芯片（Driver IC）和IGBT組成，圖2為IPM的柵極驅(qū)動(dòng)控制電路模型，IPM選用了三菱公司生產(chǎn)的PSS25SA2FT。

自舉電路（bootstrap Circuit）主要提供上臂IGBT柵極驅(qū)動(dòng)能力，其中基本包含了自舉電容bootstrap C，自舉二極管bootstrap D和限流電阻bootstrap R，其中自舉電容bootstrap C提供上臂IGBT推載能力，自舉二極管防止電流回充，限制電流方向，但是會(huì)產(chǎn)生順偏的管壓降，bootstrap R是一個(gè)限流電阻，決定電容充電時(shí)間的快慢。

自舉電路的目的就是讓上臂的Gate-Emitter端有一個(gè)足夠的能量去開(kāi)起上臂的IGBT，而此能量就是通過(guò)對(duì)bootstrap C充電進(jìn)而達(dá)成目的。上臂IGBT與下臂IGBT是迭接的方式連接而成，因此上臂開(kāi)啟所需的能量是上臂的柵極與上臂的發(fā)射極間需要一定的跨壓，但當(dāng)下臂關(guān)閉時(shí)，上臂準(zhǔn)位處于微浮接的狀態(tài)，有機(jī)會(huì)導(dǎo)致誤動(dòng)作誤開(kāi)啟IGBT，因此藉由bootstrap C提供GE端一個(gè)穩(wěn)定的電壓信號(hào)Vge。

在初始狀態(tài)自舉電容（bootstrap C）上無(wú)電荷時(shí)，控制端會(huì)先通過(guò)LVIC將N側(cè)IGBT開(kāi)啟，此時(shí)U.V.W為N(GND)低電位，HVIC和LVIC的控制電源15V會(huì)通過(guò)自舉電路對(duì)自舉電容充電，當(dāng)bootstrap C充到一定標(biāo)準(zhǔn)后，LVIC會(huì)關(guān)閉N側(cè)IGBT，而HVIC會(huì)發(fā)出ON的命令通過(guò)bootstrap C上的能量去驅(qū)動(dòng)上臂IGBT開(kāi)啟，以此充放電方式不斷重復(fù)，進(jìn)而可使U,V,W輸出；而柵極驅(qū)動(dòng)電路是采用光電耦合隔離方式使得控制端弱電側(cè)和功率端強(qiáng)電側(cè)進(jìn)行隔離，TI的ISO7760F這款芯片在單一IC就有6個(gè)獨(dú)立的光電隔離通道，所以只要1顆IC就可以滿足一軸6臂PWM訊號(hào)的需求；ISO7760F一次側(cè)界面為邏輯輸入緩沖器（logic input buffer）無(wú)需推動(dòng)電流，故可以DSP邏輯直接推動(dòng)。

3 伺服驅(qū)動(dòng)器的電流回路模型

對(duì)于一般永磁電機(jī)控制而言，Id電流命令為零，而Iq電流命令則是直接正比于扭力命令大小。此兩軸電流命令分別與后級(jí)上電流傳感器所感測(cè)到的電流回授相減，得到電流誤差，此差值經(jīng)過(guò)電流回路控制器的調(diào)節(jié)，輸出兩軸電壓命令，然后此兩軸電壓命令會(huì)根據(jù)透過(guò)反坐標(biāo)轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)為ABC三相電壓命令。再透過(guò)電壓空間向量波寬調(diào)變(SVPWM)，計(jì)算出功率模塊三橋分別需要的開(kāi)啟時(shí)間。DSP所提供的ePWM模塊，可以設(shè)定上下臂所需要保留的死區(qū)時(shí)間，自動(dòng)換算成IGBT六個(gè)柵極信號(hào)。

3.1 交流伺服驅(qū)動(dòng)器的電流回路模型

交流伺服驅(qū)動(dòng)器的電流回路模型如圖3所示，其中Matlab/simulink模型部分主要包含：

（1）扭力控制：接受用戶輸入的扭力命令，并將其轉(zhuǎn)換為Id、Iq電流命令；

（2）TI SDFM模 塊：設(shè) 定OSR(Over Samping Rate)，sinck Filter，接受后級(jí)SDFM IC之Clock與Data訊號(hào)，解出相電流；

（3）電流校正：通過(guò)調(diào)節(jié)得到電流傳感器之線性誤差校正量(Gain/Offset)，并在此補(bǔ)償于相電流上；

（4）坐標(biāo)轉(zhuǎn)換：通過(guò)Clarke與Park轉(zhuǎn)換將三相電流轉(zhuǎn)換為Id與Iq電流反饋；

（5）電流控制：d-q軸各有一組PI控制器，并加入d-q耦合控件，將d-q軸電流誤差計(jì)算后輸出d-q軸電壓命令；

（6）反坐標(biāo)轉(zhuǎn)換：根據(jù)轉(zhuǎn)子位置或扭力命令之頻率，將d-q軸電壓命令轉(zhuǎn)換為固定坐標(biāo)系的alpha-beta電壓命令；

（7）SVPWM模塊：通過(guò)Space-Vector PWM技巧，將電壓命令轉(zhuǎn)換為功率模塊三臂開(kāi)關(guān)時(shí)間；

（8）TI ePWM模塊：根據(jù)設(shè)定的死區(qū)時(shí)間與PWM compare，計(jì)算出六個(gè)開(kāi)關(guān)之on-off訊號(hào)，輸出給功率部分。

3.2 Sigma Delta濾波器模塊（SDFM）模型

主要參考模型為T(mén)I之AMC1303 Model，AMC1303如圖4為雙前饋Modulator，我們將在Simulink中進(jìn)行建模。

經(jīng)過(guò)上述Sigma-Delta Modulator調(diào)制后，模擬值即會(huì)轉(zhuǎn)為1bit 10Mhz的脈沖量，即可通過(guò)數(shù)字信號(hào)的方式傳輸過(guò)，而輸出信號(hào)的1與0的占比，即反應(yīng)調(diào)制的模擬量；而解調(diào)變之方式，則是通過(guò)SINC3濾波器，將信號(hào)還原為原本之模擬值.多組積分器與微分器之組合，而積分器與微分器間則以比輸入信號(hào)流（10Mhz），以低很多的速率（fDR）通過(guò)被稱為過(guò)采樣率（OSR）的因子取樣與輸出數(shù)據(jù)。

SINC N濾波器的轉(zhuǎn)移函數(shù)，則可以用以下公式描述：

圖3：電流回路模型

圖4：AMC1301模型

圖5：SNR對(duì)比曲線

圖6：獨(dú)立電源三相電流波形 1

其中O為濾波器階數(shù)(3)，F(xiàn)M為Modulation clock(10Mhz)，D為過(guò)采樣率(OSR)。

我們也將此模型的SNR曲線與TI原廠Datasheet進(jìn)行比較（相同測(cè)試情況），基本上仿真與實(shí)際的SNR的曲線幾乎一致，代表模型可以仿真出Sigma Delta IC與SDFM實(shí)際量測(cè)的特性。SNR對(duì)比曲線如圖5所示。

4 伺服驅(qū)動(dòng)器低速抖動(dòng)解決方案

在實(shí)際速度閉回路控制模式下，在低速情況下（50-100rpm）控制永磁同步電機(jī)（PMSM）時(shí)刻，發(fā)現(xiàn)三相電流ABC反饋值不平衡，其中C相電流相比于UV相，電流值僅為UV相電流的75%，由此需要確認(rèn)IPM六個(gè)開(kāi)關(guān)之推動(dòng)信號(hào)Vge是否相同，因封裝于IPM內(nèi)部的Vge無(wú)法量測(cè)，故量測(cè)了供給IPM上臂的bootstrap自舉電容的跨壓，發(fā)現(xiàn)A B兩相的自舉電容兩端跨壓比C相小，A B兩相約為12.6~14.3V，C相則為15.1~16.6V左右，由此發(fā)現(xiàn)因目前架構(gòu)中采用兩相電流Ia Ib采樣電路，Ic依據(jù)電流和為0，計(jì)算得出，16v作為自舉電路的充電電源同時(shí)也給SDFM供電，導(dǎo)致三相充電速率表現(xiàn)不一致，進(jìn)而造成微小的相電流損耗（約20mA），目前提出將SDFM元件的電源修改為5V獨(dú)立電源，而三相的自舉電路電源bootstrap都是自舉電容供電，發(fā)現(xiàn)三相電流變?yōu)槠胶?，如圖6所示，低頻抖動(dòng)消失，判斷此種供電方式可以有效的解決低速抖動(dòng)，控制效果不佳的問(wèn)題。