航空高壓直流供電系統(tǒng)的永磁起動發(fā)電機控制方法

羅宗鑫，陳 強，薛開昶

(貴州航天林泉電機有限公司 國家精密微特電機工程技術研究中心， 貴陽 550081)

0 引 言

傳統(tǒng)航空28 V低壓直流供電系統(tǒng)的功率通常小于12 kW，已不能滿足飛行器的多電、全電化發(fā)展需求，270 V高壓直流供電系統(tǒng)已成為大功率多電、全電飛行器的重要發(fā)展方向[1-2]。起動發(fā)電機電動狀態(tài)下可將航空發(fā)動機由靜止拖動到點火轉速實現(xiàn)發(fā)動機的起動，發(fā)電狀態(tài)下可將發(fā)動機提供的機械能轉化為電能實現(xiàn)機載設備的供電，是飛行器供電系統(tǒng)的重要組成部分。相對于開關磁阻電機[3-4]和三級式電機[5-6]，永磁同步電機在效率和功率密度方面優(yōu)勢顯著[7]，已成為無人飛行器的主流起動發(fā)動機形式。

飛行器通常采用渦輪發(fā)動機，并使其工作于較高轉速來滿足嚴格的重量要求。高速有利于降低起動發(fā)電機的重量。但是，高速也使起動發(fā)電機的電感量偏低和電頻率偏高，使起動發(fā)電機控制器的設計難度增加。因此，本文針對航空用起動發(fā)電機控制的難點，以18000 r/min、30 kW起動發(fā)電機供電系統(tǒng)為背景，對控制技術進行相應的闡述。

1 永磁同步起動發(fā)電機供電系統(tǒng)

永磁同步起動發(fā)電機供電系統(tǒng)包括永磁同步電機和起動發(fā)電機控制器，系統(tǒng)框圖如圖1所示。永磁同步電機的三相電感為La、Lb和Lc，三相電感為Ra、Rb和Rc?？刂破鞑捎萌嗳厝珮蛲負?，電容C用于實現(xiàn)母線濾波。控制器具有永磁同步電機起動控制和發(fā)電控制兩種功能。起動狀態(tài)時，開關S置于1端，直流電源Ei給控制器提供母線電壓Vdc，控制器將直流電逆變?yōu)樽冾l交流電來驅動永磁電機，將發(fā)動機由靜止拖動到點火轉速，此時，永磁電機工作于電動模式，能量由控制器流向永磁電機。發(fā)電狀態(tài)時，開關S置于2端，發(fā)動機帶動永磁電機輸出的三相變頻交流，控制器將變頻交流整流為穩(wěn)定直流Vdc來為負載Ro供電，此時，永磁電機工作于發(fā)電模式，能量由永磁電機流向控制器。為滿足起動和發(fā)電兩種狀態(tài)需要，控制器需要具有能量雙向流動的控制功能。

圖1 永磁同步電機起發(fā)系統(tǒng)框圖

2 數(shù)字控制策略研究

2.1 起動控制策略

對于起動控制，起動特性需要結合發(fā)動機的阻力特性來定。圖2(a)所示為渦扇發(fā)動機的阻力-轉速簡化表征曲線，在發(fā)動機點火轉速n1之前，其阻力矩包括固定基值A和與轉速二次方成正比的Bn2分量；在點火轉速n1之后，阻力矩近似線性下降，最終由阻力矩變?yōu)閯恿?，n2為略高于發(fā)動機產生動力矩的轉速。由于起動過程對時間不是特別敏感，故可采用圖2(b)所示方式進行控制，在轉速低于n1時，采用恒轉矩控制；在轉速為n1～n2時，可采用恒功率控制，實現(xiàn)發(fā)動機的助力。在0～n2區(qū)域均需要使電機輸出動力矩大于發(fā)動機的阻力矩來保證發(fā)動機實現(xiàn)加速運行?？刂破鞯墓β?轉速曲線如圖2(c)所示，功率先線性增加，然后恒定。對應的相電流-轉速曲線如圖2(d)所示，電流先保持恒定，然后減小。

圖2 起動控制特性分析

圖3 起動控制器原理

(1)

P=πn1T/30

(2)

其中，P為功率，單位為W；n1為發(fā)動機點火轉速，單位為r/min。

(3)

其中，n為電機的轉速，n1

由于高速電機繞組匝數(shù)少，電機的自身電感量較低，為了限制上電狀態(tài)出現(xiàn)功率管過流，需要采取兩方面的措施來防止功率管過流：①優(yōu)化電流環(huán)PI的參數(shù)，在保證環(huán)路穩(wěn)定的條件下盡可能增加電流內環(huán)的響應速度；②對電流環(huán)d軸和q軸的輸出進行限制，使其在起動時由0緩慢上升，實現(xiàn)上電軟起。

2.2 發(fā)電穩(wěn)壓控制策略

圖4(b)中，在q軸電流外環(huán)添加了反電勢Eq補償來抑制PWM整流啟動瞬態(tài)的三相電流沖擊。由于高速電機自身電感較小，只有保證作用在電感上的壓差較小才能保證不形成較大的沖擊電流，由二極管自然整流狀態(tài)成功切換到PWM整流狀態(tài)。反電勢Eq補償項與轉速成正比，可以通過式(4)時行計算。

圖4 PWM整流控制器原理

(4)

其中，反電勢補償項Eq單位為V；ke為電機的反電勢常數(shù)，單位為V/(rad/s)。

3 程序設計

3.1 程序流程設計

采用DSP芯片TMS320F28335作為主控芯片，控制程序由主程序和中斷服務子程序構成。其中主程序主要實現(xiàn)對外設模塊初始化、ePWM模塊故障聯(lián)防以及控制外補D/A信號輸出，程序流程圖如圖5(a)所示；中斷服務子程序主要實現(xiàn)數(shù)據(jù)采集、起動和發(fā)電控制，程序流程如圖5(b)所示。

圖5 控制程序流程圖

主程序中，初始化ePWM主要對時基、計數(shù)比較、死區(qū)設置、錯誤聯(lián)防、事件觸發(fā)等模塊進行配置，其中通過配置時基模塊使輸出PWM頻率為18 kHz；通過錯誤聯(lián)防模塊對主電路功率管進行實時監(jiān)測，當其中一只功率管出現(xiàn)過流或短路，錯誤聯(lián)防會強制拉低所有PWM輸出，將所有功率管全部關斷，實現(xiàn)故障聯(lián)防功能；通過ePWM模塊觸發(fā)中斷和觸發(fā)A/D采樣，程序以18 kHz的頻率執(zhí)行中斷服務子程序，同時以18 kHz頻率觸發(fā)A/D模塊對三相電流進行采樣，從而保證每個中斷周期三相電流數(shù)據(jù)都得到更新。由于三相電流、角度等信號難以用示波器直接觀測，所以借助外補D/A模塊將數(shù)字信號轉換為模擬信號，供示波器進行觀測。

中斷服務子程序主要根據(jù)圖3、圖4所示原理分別對先恒轉矩后恒功率起動、自然整流、PWM整流穩(wěn)壓發(fā)電三個模式進行控制。轉速由低至高分別為起動模式、自然整流模式和發(fā)電模式。自然整流時，控制器中功率管全部關斷，利用功率管反向并聯(lián)二極管構成的不控整流橋即可實現(xiàn)自然整流。

3.2 相位補償時序設計

電機工作于高速，電機電頻率較高，此時開關頻率與電機電頻率的比不是太大，A/D采樣和數(shù)據(jù)處理的時間均會帶來不可忽略的相位誤差，對控制造成影響，因此，需要采取相應的相位補償措施。

結合圖6對相位補償?shù)脑磉M行說明。圖6(a)為ePWM模塊的計數(shù)器，一個計數(shù)周期與功率管的開關周期Ts相對應；圖6(b)為A/D采樣時序，在計數(shù)值為最大值時開啟A/D采樣，避免A/D采樣時刻的隨機性，設此時對應的相位角為θ1；圖6(c)為主中斷開啟和旋變信號讀取時時刻，設由旋變讀出的角度為θ；圖6(d)為SVPWM響應的時序，通過程序控制使其在下一周計數(shù)值為0時再加載計算結果，避免SVPWM響應的隨機性，設此時對應的相位角為θ2。

圖6 相位補償原理

為了補償A/D采樣的相位誤差，需要按式(5)計算θ1。并將θ1代入park變換中。為了補償SVPWM響應的相位誤差，需要按式(6)計算θ2。并將θ2代入反park變換中。

θ1=θ-0.5ωTs

(5)

式中，ω為電機的電角頻率，單位為rad/s；Ts為開關周期，單位為s；角度θ1和θ的單位為rad。

θ2=θ+ωTs

(6)

4 參數(shù)整定

4.1 電流環(huán)PI參數(shù)整定原理

由于電機的電感量低，功率管開始動作瞬態(tài)的電流沖擊和穩(wěn)態(tài)三相電流的正弦度均主要由電流環(huán)PI輸出的動態(tài)特性決定，電流環(huán)PI整定對于本系統(tǒng)尤為重要。本設計中起動和發(fā)電兩個狀態(tài)共用同一組PI參數(shù)，由于采用表貼電機，q軸與d軸電感近似相等，故q軸與d軸PI參數(shù)也相同。

以下將對q軸電流環(huán)PI參數(shù)整定原理進行分析，電流環(huán)模型如圖7所示[8]。圖中，kp和ki分別表示PI調節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)，KPWM為功率電路的增益系數(shù)，1/(1.5Tss+1)表示功率電路及計算程序造成的延時，R和L分別表示圖1中電機的相電阻和相電感，R=Ra=Rb=Rc，L=La=Lb=Lc?？墒筆I調節(jié)器的零點與功率電路極點相抵銷，將系統(tǒng)校正為典型二階系統(tǒng)。PI調節(jié)器可改寫為式(7)所示形式。

圖7 電流環(huán)模型

(7)

令Ts/kis+1=1+(L/R)s，可得

ki=RTs/L

(8)

將式(8)所示ki代入圖7所示系統(tǒng)，可得電流內環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為

(9)

kp=L/(3Ts)

(10)

電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)為

Hci(s)=1/[1+3Tss·(1.5Tss+1)]≈1/(1+3Tss)

(11)

參數(shù)整定后的開環(huán)和閉環(huán)Bode圖如圖8所示，由圖8(a)可知，電流穿越頻率為開關頻率的1/20。

圖8 電流環(huán)Bode圖

4.2 電壓環(huán)PI整定原理

電壓環(huán)模型如圖9所示[8]。圖中，kvp和kvi分別表示PI調節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)，m表示調制系數(shù)，cosθ表示功率因數(shù)角，C表示母線濾波電容。

圖9 電壓環(huán)模型

因為電壓環(huán)慢于電流環(huán)，在電壓環(huán)頻率范圍內電流閉環(huán)可認為等于常數(shù)1，即Hci(s)=1；同時，因為調制系數(shù)m<1，|cosθ|<1，0.75m cosθ可采用0.75代替。簡化后的電壓環(huán)開環(huán)Bode圖如圖10所示。

圖10 電壓環(huán)開環(huán)Bode圖

由圖10可知，電壓環(huán)的穿越角頻率為0.75kvp/C，令電壓環(huán)穿越角頻率為電流環(huán)穿越角頻率的1/20，則有

kvp=fsC/45

(12)

可取kvifs為穿越角頻率的1/3來保證低頻段的高增益，也保證在穿越頻率留有一定的相位裕量，則有

kvi=1/180

(13)

5 實驗結果

5.1 起動實驗結果

起動過程中，通過外部測試臺給電機施加阻力矩，測得電機起動特性曲線如圖11所示。由圖11(a)可知，電機實際輸出力矩與理想設定力矩保持一致，其中轉速在0～3500 r/min為恒轉矩起動，電機輸出力矩平均值為62 Nm。由圖11(b)可知，當轉速在3500～7100 r/min之間為恒功率起動，此時電機輸出平均功率為25 kW；恒轉矩段相電流基本為定值，恒功率段相電流近似線性下降。

圖11 起動特性曲線圖

5.2 發(fā)電實驗結果

發(fā)電控制時，由測試臺拖動電機旋轉，在負載電阻Ro= 2.1 Ω時，輸出功率恒為32 kW情況下，分別對12000 r/min和18000 r/min兩個轉速對應的發(fā)電狀態(tài)進行測量。

通過示波器觀測D/A模塊輸出的兩相電流信號ia和ib波形如圖12所示，12000 r/min和18000 r/min下ia、ib頻率為600 Hz和900 Hz。可以看出，隨著電機輸出頻率的增加，其輸出電流波形正弦度有所下降，控制難度也越來越高。

圖12 ia和ib波形

通過示波器對輸出電壓進行測量，圖13(a)和(b)中最高段為12000 r/mim和18000 r/min兩個轉速下PWM整流穩(wěn)態(tài)輸出電壓260 V，最低段對應兩個轉速下自然整流電壓,為分別為130 V和190 V，圖中斜坡上升階段即為軟啟動階段，PWM整流瞬態(tài)無電壓過沖。由圖13(c)和(d)可看出，隨著電機轉速增加，直流母線紋波電壓峰峰值越來越高，控制難度越大。

圖13 直流母線電壓波形

6 結 語

(1)起動控制采用在發(fā)動機點火轉速以下恒轉矩控制，點火轉速以上恒功率控制策略；發(fā)電控制采用id=0的PWM整流控制策略；通過優(yōu)化電流環(huán)參數(shù)和添加軟起來抑制電壓和電流過沖。

(2)采用浮點型DSP來實現(xiàn)控制程序的單周期運算，并通過相位補償?shù)姆椒▉硐魅蹼姍C工作頻率高帶來的負面影響。

(3)根據(jù)標準二階典型控制系統(tǒng)來對電流內環(huán)PI參數(shù)進行整定，使其滿足低電感、高電頻率起動發(fā)電機的應用需求；基于整定的電流環(huán)PI參數(shù)，構建電壓外環(huán)模型，對電壓外環(huán)PI參數(shù)進行整定。

(4)實現(xiàn)結果表明：可實現(xiàn)先60 Nm恒轉矩，后22 kW恒功率控制的起動；在12000～18000 r/min范圍內260 V、32 kW的穩(wěn)壓輸出；所提出的起動發(fā)電機控制策略有效可行。