基于GaN HEMT和平面變壓器的高效率諧振DC/DC變換器

陳子健，秦 偉，吳新科

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院，浙江杭州 310027）

0 引言

在航空航天等領(lǐng)域，電氣系統(tǒng)正逐步取代液壓、機(jī)械以及氣動系統(tǒng)。由于負(fù)載種類多樣，這些應(yīng)用中通常會存在多種不同電壓等級的直流母線。現(xiàn)代主流的民航飛機(jī)，如空客A380、波音B-787，以及一些戰(zhàn)斗機(jī)，如洛克希德-馬丁F-35，均采用了270 V的直流母線為部分子系統(tǒng)供電。而在航空電子設(shè)備等關(guān)鍵負(fù)載的供電中，28 V電壓母線成為主流選擇［1］。為了在不同直流母線間傳輸能量，需要高降壓比的直流/直流變換器作為接口。該變換器應(yīng)具備體積小、重量輕、效率高的特性，以減輕航空航天設(shè)備的載荷，同時(shí)，該變換器應(yīng)能實(shí)現(xiàn)不同母線間的隔離，以提高可靠性。

許多文獻(xiàn)已經(jīng)對多種隔離DC/DC拓?fù)溥M(jìn)行了深入的研究。傳統(tǒng)的單管拓?fù)洌绶醇ぃ?］、正激［3］和正反激電路［4］器件數(shù)量少、結(jié)構(gòu)簡單，較適合小功率應(yīng)用場合，但低效率限制了這類拓?fù)湓诖蠊β蕡龊系膽?yīng)用。雙有源橋（Dual-Active-Bridge，DAB）拓?fù)淠軌蛟谳^寬工作范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通（Zero-Voltage-Switching，ZVS），減小了電路的開通損耗；同時(shí)，該拓?fù)淠軌驅(qū)崿F(xiàn)功率雙向流動，且在輸入輸出電壓額定點(diǎn)能夠?qū)崿F(xiàn)很高的效率［5］。另一類有源橋有源箝位（Active Bridge Active Clamp，ABAC）拓?fù)湟草^適合實(shí)現(xiàn)高降壓隔離變換，其特點(diǎn)是能夠減小低壓端口的電流紋波，減小對無源濾波器的需求［6-7］。但是，上述拓?fù)渲虚_關(guān)管均是在較大電流時(shí)關(guān)斷，器件的關(guān)斷損耗較大，影響了高頻工作時(shí)的效率性能。

串并聯(lián)三元件諧振拓?fù)洌↙LC）能夠在全工作范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS，且能在較大工作范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電流關(guān)斷（Zero-Current-Switching，ZCS），還能降低副邊整流管的反向恢復(fù)損耗，使電路的開關(guān)損耗大為減小［8］，因而電路可以在較高工作頻率下保持很高的效率，有利于減小無源元件的體積。同時(shí)，由于氮化鎵（GaN）功率器件的導(dǎo)通特性更適合開通時(shí)電流較小的拓?fù)?，采用諧振拓?fù)淠軌虮苊鈩討B(tài)電阻造成的較大導(dǎo)通損耗，更能發(fā)揮GaN器件低損特性［9］。因此，本文基于GaN功率器件，研究LLC諧振變換器的拓?fù)淇刂撇呗院妥儔浩鞔沤Y(jié)構(gòu)的優(yōu)化，以獲得可并聯(lián)的高效率DC/DC模塊。

1 半橋LLC拓?fù)浼捌涔ぷ魈攸c(diǎn)

半橋LLC變換器的原理如圖1所示。根據(jù)電路的額定輸入電壓270 V、額定輸出電壓28 V，將電路的額定工作點(diǎn)設(shè)置在諧振點(diǎn)附近，設(shè)置變壓器的變比為5∶1∶1，以實(shí)現(xiàn)額定點(diǎn)效率最優(yōu)。

圖1 半橋LLC變換器原理Fig.1 Schematic diagram of half-bridge LLC converter

半橋LLC在不同頻率下的典型工作波形如圖2所示。

圖2 半橋LLC變換器的典型工作波形Fig.2 Typical waveforms of half-bridge LLC converter

由圖2可見：電路在所有工作狀態(tài)下均實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓開通。當(dāng)開關(guān)頻率小于諧振頻率時(shí)，電路還能實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電流關(guān)斷，且與諧振點(diǎn)相比電路的增益升高；當(dāng)開關(guān)頻率大于諧振頻率時(shí)，電路的增益與諧振點(diǎn)相比降低。因此，電路通過調(diào)整工作頻率可實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)壓。

2 矩陣變壓器結(jié)構(gòu)及其繞組設(shè)計(jì)

2.1 變壓器副邊繞組匝數(shù)

在根據(jù)電路的電壓指標(biāo)確定變壓器匝比后，需要確定變壓器繞組的匝數(shù)以進(jìn)行變壓器繞組的設(shè)計(jì)。變壓器磁芯的磁通密度ΔB變化為

式中：Vo為輸出電壓；Ton為開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間（可近似用開關(guān)周期的1/2表示）；Ns為副邊繞組匝數(shù)；Ae為磁芯中柱的截面積。變壓器繞組匝數(shù)直接影響了變壓器磁芯的磁密，而磁芯的磁密變化會決定磁芯的損耗密度。

因?yàn)楝F(xiàn)有商用模擬調(diào)頻芯片的輸出頻率不超過750 kHz［10］，考慮到電路的頻率調(diào)節(jié)范圍，所以將LLC電路的諧振頻率設(shè)計(jì)在250 kHz左右，對應(yīng)選擇磁芯材料為DMR95。根據(jù)磁芯材料數(shù)據(jù)手冊中的磁損密度和磁密變化的關(guān)系曲線［11］，結(jié)合式（1），不同副邊繞組匝數(shù)下磁芯損耗密度隨Ae變化的曲線如圖3所示。

圖3 變壓器磁芯磁損密度與磁芯中柱截面積的關(guān)系曲線Fig.3 Relation curves of the magnetic loss density and the cross-sectional area of the transformer core

由圖3可見：當(dāng)副邊匝數(shù)設(shè)置為2時(shí)可以極大地減小磁芯的損耗密度，因此，這里選取副邊匝數(shù)為2，則變壓器的匝數(shù)比即為10∶2∶2。當(dāng)給定損耗密度為400 kW/m3時(shí)，可以確定磁芯中柱的截面積Ae為115 mm2。需要說明的是，根據(jù)不同的散熱條件，可以選擇不同的損耗密度，以實(shí)現(xiàn)變換器尺寸和損耗的折中。

2.2 矩陣變壓器結(jié)構(gòu)

在低壓大電流輸出應(yīng)用場合，通常變壓器副邊側(cè)的繞組以及副邊整流管需要多個(gè)并聯(lián)，以減小導(dǎo)通損耗。如圖4所示，在本文所針對的1.2 kW、28 V輸出場合，通常需要4～8個(gè)副邊整流管并聯(lián)，采用傳統(tǒng)變壓器結(jié)構(gòu)的LLC電路中多個(gè)副邊繞組直接并聯(lián)且多個(gè)整流管直接并聯(lián)，這種直接并聯(lián)的方式存在繞組和器件的均流問題。此外，正如圖4中小橢圓所標(biāo)識的，電路中存在多個(gè)高頻電流的匯流點(diǎn)，在高頻渦流效應(yīng)的影響下會導(dǎo)致較大的損耗。

圖4 采用傳統(tǒng)變壓器結(jié)構(gòu)的LLC變換器Fig.4 LLC converter with traditional transformer structure

文獻(xiàn)［12］提出了一種4柱矩陣變壓器的概念，如圖5所示，通過將單個(gè)變壓器分成4個(gè)單元變壓器，該方案實(shí)現(xiàn)了副邊繞組和整流管中電流的均分，有利于解決傳統(tǒng)變壓器結(jié)構(gòu)中的均流問題和高頻損耗問題。同時(shí)，將4個(gè)單元變壓器合并到一個(gè)4柱磁芯中，可以提高變壓器的集成度。通過配置單元變壓器的電流方向，該4柱矩陣變壓器有兩種單元變壓器耦合方式，圖6以圖5中磁柱和I片連接部分的俯視圖給出說明，圖6中虛線為單元變壓器的電流方向，對應(yīng)磁柱中的磁通方向分別指向和離開紙面，圖6中粗箭頭標(biāo)識了I片中磁通的方向。圖6（a）為兩柱耦合方式，任意磁柱中的磁通方向只與其相鄰的一個(gè)磁柱相反，I片中的磁通密度為B。圖6（b）為三柱耦合方式，任意磁柱中的磁通方向與其相鄰的兩個(gè)磁柱相反，在I片不變的情況下，I片中的磁通密度為B/2。相較于圖6（a），圖6（b）耦合方式可以使I片的磁芯損耗極大減?。?2］，因而本文采用了這一單元變壓器耦合方式。

2.3 矩陣變壓器繞組排布

一個(gè)10∶2∶2的變壓器匝數(shù)比，可以用4個(gè)匝比為2.5∶2∶2的單元變壓器構(gòu)成，考慮到單個(gè)磁柱上無法繞制半匝原邊繞組，本文提出了用2個(gè)變壓器磁柱構(gòu)建5匝原邊繞組的方法。

沿4柱磁芯的中軸線作圖示切面得到的剖面圖，如圖7所示。

圖7 變壓器繞組排布方式Fig.7 Winding arrangement of transformer

圖7（b）給出了柱1、柱2的繞組排布方式，如圖中柱箭頭所標(biāo)識的，兩個(gè)磁柱中的磁通方向相反。變壓器繞組部分采用8層印制電路板（Printed Circuit Board，PCB），從上至下，第1～2層為第1個(gè)副邊繞組，兩層串聯(lián)為兩匝繞組；第3～5層為原邊繞組；第6～7層為第2個(gè)副邊繞組，兩層串聯(lián)為兩匝繞組；第8層用于放置器件，不用于實(shí)現(xiàn)變壓器繞組。圖7（b）中也給出了利用兩個(gè)磁柱構(gòu)成原邊5匝繞組的方法，第3層PCB實(shí)現(xiàn)第1、4匝，第4層PCB實(shí)現(xiàn)第3匝，第5層PCB實(shí)現(xiàn)2、5匝。

為了更清楚地展示原邊5匝繞組的構(gòu)成，3層原邊繞組排布的俯視圖如圖8所示。

圖8中給出了繞組標(biāo)號及每匝繞組的電流流向，原邊繞組端口電流用ip表示。由圖8可見：在PCB第4層，由于PCB銅層圍繞兩個(gè)磁柱走線對稱，原邊電流ip在這一層中均分，繞組左側(cè)和右側(cè)分別流過一半的原邊電流。由法拉第電磁感應(yīng)定律，記單元變壓器每匝繞組感生出的電壓為Vi，再根據(jù)能量守恒，單元變壓器上原邊繞組端的功率滿足下式

式中：VT為單元變壓器原邊繞組端口的等效電壓。

從式（2）進(jìn)一步可得

圖8 變壓器原邊繞組排布俯視圖Fig.8 Top view of the primary winding arrangement of the transformer

式中：Ne=2.5為單元變壓器原邊繞組的等效匝數(shù)，故所提出的繞組排布方式等效構(gòu)造了“半匝”繞組。

如圖8所示，虛線框所圈出的單元變壓器，本文構(gòu)造的繞組排布在單個(gè)磁柱上形成了2.5匝的原邊繞組，且不同磁柱間繞組對稱性好，有利于提高不同單元變壓器的副邊繞組電流的均衡程度。

給定變壓器的繞組排布，通過變壓器的磁損和繞組損耗計(jì)算，選擇變壓器繞組寬度為5 mm，以使電路滿載時(shí)變壓器的總損耗在總功率的1.5%以內(nèi)。

3 多模塊均流架構(gòu)

多個(gè)模塊并聯(lián)可以提高系統(tǒng)的容量，并分散熱應(yīng)力，但是，多個(gè)模塊并聯(lián)時(shí)必須保證模塊間的均流，否則有可能觸發(fā)電流偏大模塊的過流保護(hù)或者導(dǎo)致電流偏大模塊的損毀。

本文采用了自動主從均流法實(shí)現(xiàn)多模塊的均流，系統(tǒng)的均流架構(gòu)如圖9所示，系統(tǒng)的均流部分通過商用均流芯片UCC29002來實(shí)現(xiàn)?？梢姡餍酒妮敵鯝DJ連接到模塊的輸出電壓采樣部分，通過調(diào)節(jié)模塊的輸出電壓采樣來實(shí)現(xiàn)模塊的電流調(diào)節(jié)，進(jìn)一步地實(shí)現(xiàn)多模塊的均流。

圖9 兩模塊并聯(lián)架構(gòu)Fig.9 Parallel architecture of two modules

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證上述分析和設(shè)計(jì)的有效性，搭建了240～300 V輸入、28 V輸出，單體功率為1 200 W的半橋LLC電源模塊。半橋LLC模塊在不同輸入電壓下滿載輸出時(shí)的關(guān)鍵波形，如圖10所示。由圖10可見與分析一致，電路在所有工況下均實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的ZVS開通，當(dāng)工作頻率為諧振頻率以及工作頻率低于諧振頻率時(shí)，電路還實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的ZCS關(guān)斷，電路的開關(guān)損耗很小。

電路的參數(shù)見表1，其中原邊開關(guān)管S1、S2采用了GaN HEMT。電路的諧振頻率為230 kHz，電路在不同輸出電壓、不同負(fù)載下的頻率變化范圍為170～360 kHz。

圖10 半橋LLC模塊不同輸入電壓下滿載輸出時(shí)的關(guān)鍵波形Fig.10 Key waveforms for full-load output of half-bridge LLC module at different input voltages

表1 樣機(jī)關(guān)鍵參數(shù)Tab.1 Key parameters of the prototype

樣機(jī)工作在諧振點(diǎn)、滿載輸出時(shí)的熱成像圖片如圖11所示。圖11中標(biāo)注出了各個(gè)副邊整流管的溫度，可見整流管的溫度均在70～76 ℃之間，溫度較為均勻，驗(yàn)證了所提出的變壓器繞組排布方式的均流效果。

圖11 樣機(jī)在諧振點(diǎn)滿載輸出時(shí)的副邊整流器件溫度Fig.11 Thermal graph of the subside rectifier when the prototype is fully loaded at the resonant point

通過將2個(gè)輸出1.2 kW的模塊并聯(lián)連接，并利用均流芯片實(shí)現(xiàn)模塊間的均流，兩模塊系統(tǒng)即可輸出2.4 kW的總功率。兩模塊并聯(lián)時(shí)的切載波形如圖12所示，圖12（a）為總負(fù)載電流從80 A切換到40 A時(shí)的關(guān)鍵波形，可見兩個(gè)模塊的輸出電流從40 A切換到20 A，兩個(gè)電流波形幾乎重合，模塊間的均流度良好，且在切載過程中，輸出電壓始終維持在28 V左右；圖12（b）為總負(fù)載電流從40 A切換到80 A時(shí)的關(guān)鍵波形，同樣地，電路在整個(gè)過程中保持了良好的均流度，且維持了輸出電壓的穩(wěn)定。

兩模塊并聯(lián)系統(tǒng)在280 V輸入時(shí)的效率曲線如圖13所示，樣機(jī)實(shí)現(xiàn)了97.7%的峰值效率。需要說明的是，這一效率已經(jīng)包含了電路控制部分的損耗。

圖12 兩模塊切載波形Fig.12 Load-step waveforms of two paralleled modules

圖13 額定280 V輸入時(shí)兩模塊并聯(lián)系統(tǒng)效率曲線Fig.13 Efficiency curve of two paralleled module system with rated 280 V input

5 結(jié)束語

本文研究了低壓大電流輸出的高效率LLC變換器的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法，基于矩陣變壓器的概念和平面磁元件結(jié)構(gòu)，提出了半匝繞組的實(shí)現(xiàn)方法，所提出的繞組排布方式結(jié)構(gòu)對稱，實(shí)現(xiàn)了多個(gè)副邊繞組間以及多個(gè)副邊整流器件間的均流，有利于提高整體的額定工作點(diǎn)的效率性能。本文還實(shí)現(xiàn)了多個(gè)模塊間的均流，提升了系統(tǒng)的功率容量，最后通過實(shí)驗(yàn)證明了所提出方法的有效性。但本文對變壓器整體損耗的優(yōu)化設(shè)計(jì)還不夠完善，因此，后續(xù)將基于有限元仿真研究變壓器的優(yōu)化設(shè)計(jì)流程。