電動汽車的雙向DC-DC變換器多模態(tài)控制方法

王貴龍，唐 杰，邵 武，鄒陸華

（1.邵陽學(xué)院 多電源地區(qū)電網(wǎng)運(yùn)行與控制湖南省重點(diǎn)實驗室，湖南 邵陽 422000； 2.湖南大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，湖南 長沙 410000）

0 引言

近年來，全球資源和生態(tài)環(huán)境的壓力不斷增大，開發(fā)新能源，實現(xiàn)能源的可持續(xù)發(fā)展已受到普遍關(guān)注。 實現(xiàn)新能源開發(fā)及能源的可持續(xù)利用，都需要大功率的電子元件作為技術(shù)支撐。

DC-DC 變換器技術(shù)可以將一種形式的直流電轉(zhuǎn)換為另一種形式的直流電，主要用于對電流、電壓進(jìn)行變換，在電力系統(tǒng)、航空航天、計算機(jī)交流通信、工業(yè)控制、儲能系統(tǒng)、電動汽車以及可再生能源等眾多行業(yè)和領(lǐng)域應(yīng)用廣泛[1]。 由于DC-DC 變換器的功率開關(guān)一般都是單向的，在通常情況下，DC-DC 變換器都是單向工作，并且主功率回路裝置上的導(dǎo)電二極管也都是單向的，因此DC-DC 變換器控制的能量只能進(jìn)行單向流動[2]。 但是，在電力系統(tǒng)二次電源充、放電過程的許多應(yīng)用場景，通過DC-DC 變換器的能量是兩個方向流動的，單向DC-DC 變換器不能滿足實際應(yīng)用要求。 雙向DC-DC 變換器可以在保持DC-DC 變換器兩端直流電壓極性不發(fā)生變化的前提下，根據(jù)電力系統(tǒng)的需要改變電流的方向，對電力系統(tǒng)能量的雙向流動進(jìn)行變換[3]。

雙向DC-DC 變換器在電動汽車領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用，但在行駛狀態(tài)進(jìn)行切換時存在功率波動較大的問題。因此，對電動汽車行駛狀態(tài)切換過程中功率波動進(jìn)行平抑成為研究熱點(diǎn)。 文獻(xiàn)[4]提出了魯棒反演滑模控制方法，建立了等效電路模型，設(shè)計了DC/DC 變換器主電路，并針對電池組充放電狀況及魯棒反演滑模控制方法下的輸入電壓擾動進(jìn)行了分析。 文獻(xiàn)[5]提出了一種基于CMAC神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)算法的控制方法及模型，在設(shè)計CMACPID 控制器模型的基礎(chǔ)上，用遺傳算法整定PID參數(shù)、 用前饋型CMAC 神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)抑制DC-DC 轉(zhuǎn)換器的非線性干擾。 文獻(xiàn)[6]提出了一種利用模糊控制理論，對電壓、電流進(jìn)行雙環(huán)模糊控制，在分析交錯并聯(lián)DC/DC 變換器工作原理后，利用模糊PI 控制器進(jìn)行精準(zhǔn)控制。 以上方法并沒有取得預(yù)期的理想效果，存在無法有效抑制變換器功率波動的缺陷和穩(wěn)定性較差、響應(yīng)速度慢等缺點(diǎn)。

基于此，本文提出了一種基于多模態(tài)控制技術(shù)的雙向DC-DC 變換器控制方法。 本研究分析了電動汽車雙向DC-DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、升降壓控制模式以及電壓和電流模式控制，并得到電壓和電流的開、閉環(huán)函數(shù)，利用多模態(tài)控制方法實現(xiàn)對功率波動的平抑控制。

1 基于多模態(tài)控制技術(shù)的雙向DC-DC變換器控制方法

1.1 雙向DC-DC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

雙向DC-DC 變換器擁有多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中Buck-boost 雙向DC-DC 變換器具有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、控制簡便和可靠性較高的優(yōu)點(diǎn)，能夠滿足當(dāng)前電動汽車對能量轉(zhuǎn)換的特殊要求[7]。 圖1 為雙向DC-DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖。 圖中：C1為低壓側(cè)電容；C2為高壓側(cè)電容；L1為電感；Q1，Q2為全控開關(guān)器件 IGBT；R 為電阻；D1，D2為續(xù)流二極管；V1為蓄電池電壓；V2為輸出電壓。

圖1 Buck-boost 雙向DC-DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Buck-boost topology diagram of bidirectional DC-DC converters

當(dāng)電動汽車處于運(yùn)行狀態(tài)，需要高壓啟動或提速時，電動汽車本身電池的電壓無法滿足這一要求，雙向DC-DC 變換器須采用升壓模式運(yùn)行。保持拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的Q2關(guān)斷，Q1導(dǎo)通，雙向DCDC 變換器的電感L1迅速儲存能量，C2作為電動汽車的電源負(fù)責(zé)啟動或提速供電。 Q1關(guān)斷時，雙向DC-DC 變換器的蓄電池電壓V1和電感L1共同作用于電動汽車，為負(fù)載供電。 在Q1關(guān)斷的一個周期內(nèi)，電動汽車高壓側(cè)輸出電壓V2：

式中：α1為 Q1的占空比。

通過對該參數(shù)的調(diào)節(jié)，能夠使電動汽車輸出電壓更加穩(wěn)定，同時實現(xiàn)電動汽車的能量轉(zhuǎn)換。圖2 為Buck-boost 雙向DC-DC 變換器的升降壓控制示意圖。

圖2 雙向DC-DC 變換器的升壓和降壓控制示意圖Fig.2 Boost and Buck control diagram of bidirectional DC-DC converter

1.2 不同工況下電動汽車雙向DC-DC變換器工作狀態(tài)

通常情況下，電動汽車的工況包括停車、起步、勻速行駛狀態(tài)、加速行駛狀態(tài)、減速行駛狀態(tài)、輕載狀態(tài)、重載狀態(tài)等。 由于電動汽車運(yùn)行工況的差異，雙向DC-DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)形式也有所不同，其工作原理也不盡相同[8]。設(shè)Pcm和Pmcc分別為電動汽車雙向DC-DC 變換器的電磁功率和負(fù)載功率；T 和ω 分別為電動汽車雙向DC-DC 變換器的機(jī)械轉(zhuǎn)矩和機(jī)械角速度，則：

采用上式計算，如果Pcm＞Pmcc，表示電動汽車正處于起步運(yùn)行狀態(tài)或加速運(yùn)行狀態(tài)。此時，電動汽車雙向DC-DC 變換器電磁功率的部分能量用于抵消電動汽車負(fù)載功率，剩余能量用于電動汽車提速，電池向電動汽車電機(jī)輸出功率。 雙向DC-DC 變換器作為電動汽車電源與電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中間的能量控制轉(zhuǎn)換單元，處于升壓運(yùn)行模式，須要提升電動汽車的電池電壓等級，以使電動汽車驅(qū)動系統(tǒng)的直流母線電壓提升到足以滿足起步或加速運(yùn)行的設(shè)定值要求。

如果Pcm=Pmcc，表示電動汽車處于勻速運(yùn)動狀態(tài)，電動汽車電機(jī)輸出的電磁功率與輸出的機(jī)械功率等效，汽車電磁轉(zhuǎn)矩與負(fù)載轉(zhuǎn)矩之間處于平衡狀態(tài)，能夠保證電動汽車勻速行駛。 此時，電動汽車雙向DC-DC 變換器處于升壓運(yùn)行模式下，能量從電池側(cè)向電機(jī)側(cè)流動。

如果Pcm＜Pmcc，表示電動汽車處于減速運(yùn)動狀態(tài)或初始制動狀態(tài)。 此時，電動汽車雙向DC-DC變換器處于降壓運(yùn)行模式，電動汽車的電磁功率要小于機(jī)械功率，電動汽車驅(qū)動電流方向為負(fù)，能量從電機(jī)側(cè)向電池側(cè)轉(zhuǎn)移。

1.3 多模態(tài)控制技術(shù)下的變換器控制

通過上述分析顯示，電動汽車雙向DC-DC變換器隨運(yùn)行狀態(tài)的變化而不斷改變控制方式，有效實現(xiàn)多模態(tài)控制。

（1）雙向DC-DC 變換器的電壓模式控制

雙向DC-DC 變換器以輸出電壓作為電動汽車反饋信號，構(gòu)成電動汽車單閉環(huán)電壓型控制系統(tǒng)（圖 3）。

圖3 電動汽車單閉環(huán)電壓型控制系統(tǒng)架構(gòu)Fig.3 Architecture of single closed-loop voltage control system for electric vehicle

圖3 中，VR 為電動汽車雙向DC-DC 變換器的電壓環(huán)調(diào)節(jié)器；R/（RLCs2+Ls+R）為雙向DCDC 變換器的 LC 濾波函數(shù)；Kvp+Kvi/s 為 PI 控制器雙向DC-DC 變換器的電壓調(diào)節(jié)傳遞函數(shù)。

將電動汽車的脈沖寬度調(diào)制功率轉(zhuǎn)換環(huán)節(jié)視為比例環(huán)節(jié)，設(shè)置比例系數(shù)為 KPWM，Kfv，KPV，KVi為電動汽車的電壓控制參數(shù)，則電動汽車雙向DCDC 變換器電壓開閉環(huán)傳遞函數(shù)計算公式如下：

由于電動汽車的雙向DC-DC 變換器為二階振蕩環(huán)節(jié)，電動汽車單閉環(huán)電壓型控制系統(tǒng)可以等效為三階模型，如果KVi=0，電動汽車單閉環(huán)電壓型控制系統(tǒng)可以等效為二階模型，但在功率波動平抑中有響應(yīng)速度慢，穩(wěn)定性較差的缺點(diǎn)[9]。

（2）雙向DC-DC 變換器的電流模式控制

為了克服上述雙向DC-DC 變換器的電壓模式控制方法在電動汽車功率波動平抑中存在的缺點(diǎn)與不足，提出一種改進(jìn)電流型控制模型[10]。在上述電壓控制模式基礎(chǔ)上，對電動汽車運(yùn)行狀態(tài)進(jìn)行反饋校正，以電動汽車輸出的電感電流作為反饋向量，構(gòu)成變換器電流內(nèi)環(huán)。 雙向DC-DC 變換器的電流控制模式包括峰值電流控制模式、 平均電流控制模式和電荷控制模式[11]。 在雙向DC-DC變換器峰值電流控制模式中，電動汽車電感電流的峰值與平均值的比例與電動汽車驅(qū)動電路占空比具有相關(guān)性。在給定條件一致的情況下，電動汽車驅(qū)動電路占空比發(fā)生變化時，電動汽車的電感電流也會隨之發(fā)生變化，無法對電動汽車電感電流或輸出電流進(jìn)行精確控制[12]。雙向DC-DC 變換器的平均電流控制模式中，由于電動汽車電路存在反饋網(wǎng)絡(luò)積分環(huán)節(jié)，可以使得電動汽車電感電流平均值與電流給定值相等，從而實現(xiàn)電動汽車輸出電流的高精度控制。 對于雙向DC-DC 變換器的電荷控制模式，電動汽車單閉環(huán)電壓型控制系統(tǒng)存在分頻震蕩現(xiàn)象，可以通過調(diào)節(jié)電動汽車電流調(diào)節(jié)器PI 參數(shù)來消除分頻震蕩。 雙向DCDC 變換器平均電流控制模式的系統(tǒng)特性如圖4所示。

圖4 電動汽車雙閉環(huán)電流型控制系統(tǒng)架構(gòu)Fig.4 Architecture of dual closed-loop current control system for electric vehicle

圖4 中，CR 為電流環(huán)調(diào)節(jié)器。

根據(jù)圖4 可得電動汽車雙向DC-DC 變換器電壓開閉環(huán)傳遞函數(shù)計算公式：

式中：KiP，Kfi，Kii為電動汽車的電流 PI 控制器參數(shù)；KiP+Kii/s 為PI 控制器下雙向DC-DC 變換器的電流調(diào)節(jié)傳遞函數(shù)。

根據(jù)上述分析可知，電動汽車雙向DC-DC變換器電壓開環(huán)傳遞函數(shù)中有兩個零點(diǎn)，可以等效為雙向DC-DC 變換器電流環(huán)的一個比例環(huán)節(jié)Gi（s）=1/Kfi。將圖4 的架構(gòu)簡化，可得到簡化后的雙向DC-DC 變換器電壓環(huán)等效結(jié)構(gòu)圖（圖5）。

圖5 簡化后的雙向DC-DC 變換器電壓環(huán)等效結(jié)構(gòu)圖Fig.5 The equivalent structure diagram of the voltage ring of the simplified bidirectional DC-DC converter

根據(jù)圖5 可得化簡后的電動汽車雙向DCDC 變換器電壓開閉環(huán)傳遞函數(shù)計算公式：

根據(jù)上述計算可知， 電動汽車雙向DC-DC變換器是一階慣性環(huán)節(jié)，可以將電動汽車單閉環(huán)電壓型控制系統(tǒng)等效為一個二階模型。 當(dāng)Kvi=0時，變換器電壓環(huán)的相角穩(wěn)定裕量逼近90 °。 此時控制系統(tǒng)響應(yīng)速度較快，變換器電流跟蹤能力強(qiáng)。

在上述基礎(chǔ)上， 為電動汽車雙向DC-DC 變換器設(shè)計一個功能控制單元。 定義該功能控制單元的閉環(huán)開關(guān)為

式中：x 為該功能控制單元控制方式的取值；a=1，2。

假設(shè)電動汽車雙向DC-DC 變換器功能控制單元的用戶設(shè)定的電壓信號和電流信號分別為 Uset和 Iset，電動汽車雙向 DC-DC 變換器功率設(shè)置可以轉(zhuǎn)換為Uset×Iset。 可以通過計算功能控制單元電動汽車雙向DC-DC 變換器的電壓環(huán)給定信號和電流環(huán)給定信號， 對功率波動進(jìn)行平抑。

綜合上述對雙向DC-DC 變換器的電壓模式控制和電流模式控制， 可完成對DC-DC 變換器的功率波動平抑控制，控制模型表達(dá)式為

式中：D 為雙向 DC-DC 變換器占空比；Req為等效負(fù)載。

2 仿真結(jié)果分析

為了檢驗本文提出的基于多模態(tài)控制技術(shù)的雙向DC-DC 變換器控制方法， 在不同工況下平抑電動汽車功率波動的有效性， 采用模擬軟件Matlab/Simulink 進(jìn)行數(shù)值模擬。 幾種應(yīng)用較為廣泛的電動汽車在啟動、制動過程中，雙向DC-DC變換器的升壓和降壓工作模式的具體模擬仿真參數(shù)如表1 所示。

表1 系統(tǒng)仿真參數(shù)Table 1 System simulation parameters

采用文獻(xiàn)[4]滑模控制方法和本文所提出方法對電動汽車雙向DC-DC 變換器進(jìn)行控制效果的對比測試。圖6 給出了雙向DC-DC 變換器在Buck 模式下采用兩種控制方法的輸出電壓波形。

從圖6 的對比結(jié)果中可以清楚地看出，采用本文提出的多模態(tài)控制方法時， 在Buck 模式下雙向DC-DC 變換器的輸出電壓在10 ms達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)；采用滑?？刂品椒〞r，在 Buck模式下雙向DC-DC 變換器的輸出電壓在12 ms 之后才能達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。 相比較而言，在同等工作模式下，本文提出方法能夠有效地提高電動汽車雙向DC-DC 變換器的動態(tài)響應(yīng)性能。

圖6 變換器在Buck 模式下兩種控制方法的輸出電壓波形Fig.6 Two control methods of converter output voltage waveform in Buck mode

圖7 展示了在Buck 模式下， 采用不同控制方法時， 雙向DC-DC 變換器在輸入電壓跳變時的輸出電壓波形。

圖7 輸入電壓跳變時，采用不同控制方法輸出的電壓波形Fig.7 Voltage waveform comparison of different methods output when input voltage jumps

從圖7 的實驗結(jié)果可以看出, 當(dāng)電動汽車雙向DC-DC 變換器輸入電壓后10 ms 時，電壓由250 V 跳變?yōu)?20 V，多模態(tài)控制方法經(jīng)過30 ms即可將跳變電壓恢復(fù)穩(wěn)定狀態(tài)，而滑模控制方法需要40 ms 才能平抑電動汽車雙向DC-DC 變換器的功率波動。由此說明，本文所提出的控制方法能夠大大提高雙向DC-DC 變換器輸入電壓的穩(wěn)定性。

圖8 給出了在Buck 模式下采用不同控制方法時，負(fù)載跳變對雙向DC-DC 變換器輸出功率波形的影響。

圖8 不同方法在變換器負(fù)載跳變時的輸出功率波形Fig.8 Output power waveform of different methods in converter load hopping

由圖8 的實驗結(jié)果可以看出，電動汽車啟動2 ms 之后雙向DC-DC 變換器負(fù)載開始發(fā)生跳變，滑?？刂品椒ㄐ枰? ms 以上才能完成功率波動平抑； 本文所提出的控制方法只需耗時4.2 ms就能將電動汽車雙向DC-DC 變換器負(fù)載跳變恢復(fù)到穩(wěn)定狀態(tài)。另外，滑?？刂品椒ㄔ谄揭重?fù)載跳變過程中存在較大的功率波動，對電動汽車雙向DC-DC 變換器負(fù)載突變的抗干擾性能相當(dāng)差。由此說明，本文所提出的控制方法在響應(yīng)速度方面和抗負(fù)載跳變干擾性能方面都具有明顯優(yōu)越性。

3 結(jié)束語

針對當(dāng)前雙向DC-DC 變換器控制方法抗干擾性能差，響應(yīng)速度慢的缺陷，提出一種基于多模態(tài)控制技術(shù)的雙向DC-DC 變換器控制方法。 通過仿真驗證表明，在不同工況下，與滑?？刂品椒ㄏ啾?，本文所提出的控制方法在抗干擾性能方面、穩(wěn)定性能方面和系統(tǒng)響應(yīng)速度方面，均顯示出優(yōu)越性與有效性，能夠?qū)崿F(xiàn)電動汽車雙向DC-DC變換器功率波動的平抑控制。