載頻帶寬同步倍頻的高頻大帶寬線性調(diào)頻信號光產(chǎn)生方法*

叢雯珊，余 嵐，沃江海，王亞蘭，王安樂

(空軍預警學院 預警技術(shù)系， 湖北 武漢 430019)

近年來，微波光子技術(shù)憑借其超寬帶、大調(diào)頻范圍和抗電磁干擾等優(yōu)點在雷達、無線通信和軟件無線電等諸多領域得到廣泛應用[1-2]。目前世界各國針對高頻微波信號源[3-6]和高頻、寬帶線性調(diào)頻信號[7-14]及相位編碼信號[15-16]產(chǎn)生問題進行了廣泛研究。文獻[3]和文獻[4]采用級聯(lián)馬赫-曾德爾調(diào)制器(Mach-Zehnder Modulator, MZM)，通過設置級聯(lián)MZM的直流偏置點和射頻信號幅度等參數(shù)，分別產(chǎn)生了載頻8倍頻和10倍頻微波信號；Zhu等采用雙級聯(lián)雙平行MZM產(chǎn)生了載頻16倍頻的微波信號[5]。隨后，雙平行偏振調(diào)制器被應用到高倍頻微波信號源產(chǎn)生方面，文獻[6]通過調(diào)整雙平行偏振調(diào)制器的調(diào)制指數(shù)和射頻信號相位差，抑制1階光邊帶和5階光邊帶，選取3階光邊帶，產(chǎn)生載頻6倍頻微波信號。文獻[7]利用馬赫曾德爾干涉儀和色散補償光纖產(chǎn)生了載頻和啁啾率可調(diào)的線性調(diào)頻信號。為了增大所產(chǎn)生線性調(diào)頻信號的時寬帶寬積，F(xiàn)-P干涉儀[8]和偏振復用雙臂MZM(Polarization Division Multiplexing Dual-Parallel, PDM-DPMZM)[10]等器件被應用于線性調(diào)頻信號波形產(chǎn)生方面。光電振蕩作為產(chǎn)生高頻微波信號的一種有效方法也被應用于線性調(diào)頻信號產(chǎn)生方面，其中文獻[11]利用該方法產(chǎn)生了載頻和調(diào)頻斜率分別為10 GHz、20.98 GHz/ns和15 GHz、22.5 GHz/ns的兩種線性調(diào)頻信號；在此基礎上，文獻[12]采用光電振蕩和可循環(huán)相位調(diào)制環(huán)有效增大了所產(chǎn)生線性調(diào)頻信號的帶寬，但所產(chǎn)生線性調(diào)頻信號的帶寬受循環(huán)圈數(shù)的限制，且信號載頻較低。2017年，Zhang等利用雙平行MZM實現(xiàn)了載頻和帶寬同步4倍頻線性調(diào)頻信號的產(chǎn)生，但該方法的倍頻系數(shù)不可調(diào)諧且比較小[13]；隨后，Zhang等利用基于偏振的光學微波相移器恒定功率的移相能力和40 Gbit/s的超高調(diào)相速度產(chǎn)生大帶寬的線性調(diào)頻信號，但該方法產(chǎn)生信號的帶寬受限于電控起偏器所能承受的最大射頻功率[14]。

本文提出一種基于級聯(lián)MZM的載頻帶寬同步倍頻的高載頻、大帶寬線性調(diào)頻信號光產(chǎn)生方法。理論上分析了該方法產(chǎn)生載頻和帶寬倍頻系數(shù)均為8或12的高頻、大帶寬線性調(diào)頻信號的可行性，并基于Optisystem仿真系統(tǒng)軟件進行了相應仿真。

1 原理

載頻帶寬同步倍頻的高載頻、大帶寬線性調(diào)頻信號光產(chǎn)生方法系統(tǒng)框圖如圖1所示。半導體激光器(Laser Diode, LD)輸出的連續(xù)光信號經(jīng)偏振控制器(Polarization Controller, PC)調(diào)整偏振狀態(tài)后送入級聯(lián)MZM。微波源(Microwave Source, MS)輸出的低載頻、小帶寬線性調(diào)頻信號經(jīng)一分二電耦合器(Electrical Couple, EC)耦合成兩路，一路送入MZM1進行電光調(diào)制，另一路經(jīng)電移相器(Electrical Phase Shifter, EPS)移相后送入MZM2進行電光調(diào)制。通過合理控制MZM1和MZM2的直流偏置點、MS輸出信號的幅度和EPS的移相值，獲得±4階邊帶或±6階邊帶，邊帶經(jīng)可編程光濾波器(Programmable Optical Filter, POF)濾波和摻鉺光纖放大器(Erbium-Doped Fiber Amplifier, EDFA)放大后送入光電探測器(PhotoDetector, PD)進行平方率檢波，在系統(tǒng)輸出端將產(chǎn)生載頻和帶寬倍頻系數(shù)為8或12的高載頻、大帶寬線性調(diào)頻信號。

圖1 系統(tǒng)框圖Fig.1 Schematic of the system

LD輸出的連續(xù)光信號E0exp[j(ω0t+φ0)]經(jīng)PC送入MZM1，則MZM1輸出的光信號為：

Eout1=E0exp[j(ω0t+φ0)]·

sinθ1J2k1+1(m1)cos[(2k1+1)(ωRFt+πκt2+φ1)]}

(1)

Eout2=E0exp[j(ω0t+φ0)]·

sinθ1J2k1+1(m1)cos[(2k1+1)(ωRFt+πκt2+φ1)]}·

sinθ2J2k2+1(m2)cos[(2k2+1)(ωRFt+πκt2+φ2)]}

(2)

Eout2=E0exp[j(ω0t+φ0)]·

sinθ1J2k1+1(m1)cos[(2k1+1)(ωRFt+πκt2+φ1)]}·

sinθ2J2k2+1(m2)cos[(2k2+1)(ωRFt+πκt2+φ2)]}

(3)

當θ1=θ2=0，即MZM1和MZM2均工作在最大偏置點，EPS的移相值為90°，即φ1-φ2=90°且假設m1=m2，φ2=0°，對式(3)進行化簡得：

(4)

其中，A4k為MZM2輸出4k階邊帶的系數(shù)，且A4k=A-4k，其具體表達式為：

(5)

2J4(m)J8(m)-2J6(m)J10(m)

(6)

A8=2J0(m)J8(m)-2J2(m)J6(m)-

(7)

由式(4)可知，MZM2輸出僅包括4k階光邊帶，又由式(5)～(7)可知，A4k為調(diào)制指數(shù)m的一元多次函數(shù)。圖2給出了調(diào)制指數(shù)m在0～7 rad范圍內(nèi)A0、A4和A8隨調(diào)制指數(shù)m的變化情況。

圖2 4k階邊帶的系數(shù)A4kFig.2 The coefficient A4k of 4k-order sidebands

由圖2可知，當調(diào)制指數(shù)m=1.7時，光載波的系數(shù)A0≈0，光載波被抑制，則式(4)可進一步化簡為：

Eout2=E0{A4exp[j(ω0t-4ωRFt-4πκt2)]+

A4exp[j(ω0t+4ωRFt+4πκt2)]+

A8exp[j(ω0t-8ωRFt-8πκt2)]+

A8exp[j(ω0t+8ωRFt+8πκt2)]}

(8)

MZM2輸出的信號經(jīng)EDFA放大后送入PD進行平方率檢波，則PD輸出的電流為：

(9)

式中，R為PD的響應度，η為EDFA的增益系數(shù)。由式(9)可知，PD輸出電流除了期望的中心頻率和調(diào)頻斜率分別為8ωRF和8κ的線性調(diào)頻信號外，還存在直流項及中心頻率和調(diào)頻斜率為4ωRF、4κ，12ωRF、12κ和16ωRF、16κ的線性調(diào)頻信號。由式(8)和式(9)可知，光邊帶抑制比(Optical Sideband Suppression Ratio, OSSR)和線性調(diào)頻信號雜散抑制比(Spurious Suppression Ratio, SSR)分別為：

(10)

(11)

當θ1=θ2=90°，即MZM1和MZM2均工作在最小偏置點，則式(4)變?yōu)椋?/p>

(4k+2)πκt2]}-exp{j[ω0t-(4k+2)ωRFt-(4k+2)πκt2]})

(12)

式中，A4k+2為MZM2輸出4k+2階光邊帶的系數(shù)，其具體表達式為：

2J5(m)J7(m)+2J7(m)J9(m)

(13)

2J3(m)J9(m)

(14)

(15)

由式(12)可知，MZM2輸出僅包括4k+2階邊帶，又由式(13)～(15)可知，A4k+2為調(diào)制指數(shù)m的一元多次函數(shù)。圖3給出了調(diào)制指數(shù)m在0～7 rad范圍內(nèi)A2、A6和A10隨調(diào)制指數(shù)m的變化情況。

圖3 4k+2階邊帶的系數(shù)A4k+2Fig.3 The coefficient A4k+2 of (4k+2)-order sidebands

由圖3可知，當調(diào)制指數(shù)m=3.631時，2階光邊帶系數(shù)A2≈0，2階邊帶被抑制，則式(12)可進一步化簡為：

A6exp[j(ω0t-6ωRFt-6πκt2)]+

A10exp[j(ω0t+10ωRFt+10πκt2)]-

A10exp[j(ω0t-10ωRFt-10πκt2)]}

(16)

MZM2輸出的信號經(jīng)EDFA放大后送入PD進行平方率檢波，則PD輸出的電流為：

4A6A10cos(16ωRFt+16πκt2)-

(17)

由式(17)可知，PD輸出的電流中除了期望的中心頻率和調(diào)頻斜率分別為12ωRF和12κ的線性調(diào)頻信號外，還存在直流項及中心頻率和調(diào)頻斜率分別為4ωRF、4κ，16ωRF、16κ和20ωRF、20κ的線性調(diào)頻信號。由式(16)和式(17)可知，此時OSSR和SSR分別為：

(18)

=31.88 dB

(19)

由以上分析可知，本文方法通過設置級聯(lián)MZM的直流偏置點和調(diào)制指數(shù)，可產(chǎn)生載頻和帶寬倍頻系數(shù)為8或12的高載頻、大帶寬線性調(diào)頻信號，其OSSR和SSR分別為56.94 dB、50.92 dB和37.90 dB、31.88 dB。

2 實驗結(jié)果與討論

為了驗證所提方法產(chǎn)生高載頻、大帶寬線性調(diào)頻信號的可行性，按照圖1搭建一個基于Optisystem的仿真平臺。仿真參數(shù)設置如下：LD發(fā)射信號的中心頻率、功率和線寬分別為193.1 THz、10 dBm和10 MHz，MZM1和MZM2的半波電壓為5 V，EDFA的增益系數(shù)和噪聲系數(shù)分別為20 dB和4 dB，POF的中心頻率和帶寬分別為193.1 THz和70 GHz，PD的響應度和暗電流分別為0.7 A/W和10 nA，MS輸出線性調(diào)頻信號的中心頻率、帶寬和時寬分別為5 GHz、2 GHz和2 ns。

設級聯(lián)MZM均工作在最大偏置點，且線性調(diào)頻信號的幅度為5.411 3 V，圖4(a)～(b)分別為MZM1和MZM2輸出光信號的頻譜圖，圖4(c)～(d)分別為PD輸出信號的時域波形和頻譜圖，其中圖4(c)中的插圖分別為0～0.2 ns和7.8～8 ns的局部放大圖，圖4(e)中實線為利用希爾伯特變換恢復信號的頻率信息，虛線為其擬合直線。

(a) MZM1輸出信號頻譜(a) Frequency spectrum of signal of MZM1 output

(b) MZM2輸出信號頻譜(b) Frequency spectrum of signal of MZM2 output

(c) PD輸出信號波形(c) Signal waveform of the PD

(d) PD輸出信號頻譜(d) Frequency spectrum of signal of the PD output

(e) 恢復的頻率信息及擬合直線(e) Recovered frequency information and fit curve圖4 倍頻系數(shù)為8的線性調(diào)頻信號Fig.4 Linearly chirped signal of the frequency and bandwidth octupling

由圖4(c)～(e)可知，系統(tǒng)產(chǎn)生了SSR為13.17 dB，載頻、帶寬和時寬分別為40 GHz、15.07 GHz和2 ns的線性調(diào)頻信號，其載頻和帶寬與理論值(40 GHz和16 GHz)比較接近，但其SSR遠遠小于由式(11)計算的理論值，這是因為Optisystem軟件中沒有線性調(diào)頻信號源，仿真中利用的線性調(diào)頻信號為搭建鏈路所產(chǎn)生，由于鏈路中各器件噪聲等因素的影響，產(chǎn)生的線性調(diào)頻信號幅度和相位與理論值存在偏差，因此在選取光邊帶時，所選邊帶與其他階光邊帶的OSSR惡化，由圖4(b)可知，OSSR遠小于由式(10)計算的理論值。

為了驗證本文方法生成線性調(diào)頻信號倍頻系數(shù)的調(diào)諧性能，將級聯(lián)MZM的工作狀態(tài)調(diào)整為最小偏置點，線性調(diào)頻信號的幅度調(diào)整為11.557 8 V，其他條件不變。圖5(a)～(b)分別為MZM1和MZM2輸出光信號的頻譜圖，圖5(c)～(d)分別為PD輸出信號的時域波形和頻譜圖，圖5(c)中插圖分別為0～0.2 ns和7.8～8 ns的局部放大圖，圖5(e)中實線為利用希爾伯特變換恢復信號的頻率信息，虛線為其擬合直線。

由圖5(c)～(e)可知，系統(tǒng)產(chǎn)生了SSR為6.4 dB,載頻、帶寬和時寬分別為58.25 GHz、19.5 GHz和2 ns的線性調(diào)頻信號，其載頻和帶寬均小于理論值(60 GHz和24 GHz)，SSR也遠遠小于由式(11)計算的理論值，其也是由于低頻線性調(diào)頻信號源幅度和相位不穩(wěn)，導致所選光邊帶與其他階光邊帶的OSSR較小，在系統(tǒng)輸出端產(chǎn)生了其他的雜散分量，影響了信號的質(zhì)量。

為了驗證本文方法產(chǎn)生線性調(diào)頻信號的脈沖壓縮性能，將上面得到的倍頻系數(shù)為8和12的線性調(diào)頻信號進行自相關處理，得到的脈沖壓縮結(jié)果分別如圖6(a)～(b)所示。由圖6(a)可知，倍頻系數(shù)為8的線性調(diào)頻信號脈沖壓縮后的峰值旁瓣比和半高全寬分別為6.94 dB和0.08 ns，對應的脈沖壓縮比為25；又由圖6(b)可知，倍頻系數(shù)為12的線性調(diào)頻信號脈沖壓縮后的峰值旁瓣比

(a) MZM1輸出信號頻譜(a) Frequency spectrum of signal of MZM1 output

(b) MZM2輸出信號頻譜(b) Frequency spectrum of signal of MZM2 output

(c) PD輸出信號波形(c) Signal waveform of the PD output

(d) PD輸出信號頻譜(d) Frequency spectrum of signal of the PD output

(e) 恢復的頻率信號及擬合直線(e) Recovered frequency information and fit curve圖5 倍頻系數(shù)為12的線性調(diào)頻信號Fig.5 Linearly chirped signal of the frequency and bandwidth twelvefold

和半高全寬分別為7.12 dB和0.043 74 ns，對應的脈沖壓縮比為45.72。由此可知，生成的信號具有很好的脈沖壓縮性。

(a) 8倍頻(a) Octupling frequency

3 結(jié)論

本文提出一種基于級聯(lián)MZM的載頻帶寬同步倍頻的高載頻、大帶寬線性調(diào)頻信號光產(chǎn)生方法。理論上分析了通過設置級聯(lián)MZM的直流偏置點和調(diào)制指數(shù)，在系統(tǒng)輸出端將會產(chǎn)生載頻和帶寬同步倍頻且倍頻系數(shù)為8或12的高載頻、大帶寬線性調(diào)頻信號。相比于以前的線性調(diào)頻信號光產(chǎn)生方法[17]，該方法具有很好的靈活性。在此基礎上，進行了相應的Optisystem仿真，利用載頻和帶寬分別為5 GHz和2 GHz的線性調(diào)頻信號產(chǎn)生了SSR、載頻和帶寬分別為13.17 dB、40 GHz、15.07 GHz和6.4 dB、58.25 GHz、19.5 GHz的高頻、大帶寬線性調(diào)頻信號，其SSR、載頻和帶寬與理論值有一定的差別，這是由于Optisystem軟件中沒有線性調(diào)頻信號源，仿真中所用線性調(diào)頻信號為搭建的鏈路所產(chǎn)生的，其幅度和相位受到鏈路器件噪聲等因素的影響，導致在選取光邊帶時，有些不需要的光邊帶沒有被完全抑制，在系統(tǒng)輸出端產(chǎn)生了其他雜散分量，影響了信號的質(zhì)量，如果在實驗中采用幅度和相位較穩(wěn)定的線性調(diào)頻信號源，可產(chǎn)生質(zhì)量更好的高載頻、大帶寬線性調(diào)頻信號。