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    一種高性能隔離運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)與分析

    2019-07-12 13:26:39容浚源李頌張遼周澤坤羅萍張波
    電子產(chǎn)品世界 2019年5期

    容浚源 李頌 張遼 周澤坤 羅萍 張波

    摘要:這款隔離運(yùn)算放大器分為調(diào)制部分和解調(diào)部分,調(diào)制部分把輸入的模擬信號(hào)PWM調(diào)制為20MHz的方波信號(hào),通過ADI公司的icouple@磁耦合模塊傳輸?shù)浇庹{(diào)部分,解調(diào)部分將方波信號(hào)解調(diào)為模擬的電壓信號(hào)。此款運(yùn)放通過采用高速比較電路、離散采樣網(wǎng)絡(luò)和高精度基準(zhǔn)源等優(yōu)化方案,最終可以實(shí)現(xiàn)在0V~2.5V精確的1:1傳輸,頻率響應(yīng)為3MHz,輸出紋波小于3mV。

    關(guān)鍵詞:磁隔離;PWM調(diào)制解調(diào);高速調(diào)制;噪聲消除

    0 引言

    本團(tuán)隊(duì)設(shè)計(jì)系統(tǒng):在輸入電壓是0V~2.5V的模擬信號(hào)中,實(shí)現(xiàn)襯底隔離的情況下能夠傳輸增益為1的信號(hào)操作,且相位帶寬大,線性度好,噪聲小,具有較小的溫度系數(shù),同時(shí)為了使芯片具有更好的帶寬特性,設(shè)計(jì)系統(tǒng)時(shí)將工作頻率提高到20MHz。

    本系統(tǒng)主要由以下三部分組成,分別是:

    Housekeeping模塊和基準(zhǔn)模塊,產(chǎn)生基準(zhǔn)電壓,供給電流偏置模塊IBIAS分別產(chǎn)生尾電流偏置,作為其他電路的偏置電流,基準(zhǔn)后面接LDO型的分壓電路產(chǎn)生帶驅(qū)動(dòng)能力和抗干擾能力的基準(zhǔn)電壓,用于實(shí)現(xiàn)調(diào)制解調(diào),還有產(chǎn)生等腰三角紋波RAMP用于比較器。需要注意的是,在隔離運(yùn)放的兩側(cè)分別都需要一個(gè)housekeeping電路。

    輸入PWM調(diào)制環(huán)路,如圖1所示,其功能是將輸入電壓VI轉(zhuǎn)化為20MHz的信息以占空比的形式輸出至第三功能模塊;

    輸出解調(diào)環(huán)路,如圖0-2所示,用于將頻率為20MHz的占空比信息轉(zhuǎn)化還原為模擬的輸出電壓

    1調(diào)制環(huán)路的直流工作點(diǎn)分析

    如圖3(a)所示,穩(wěn)定時(shí)刻在忽略周期內(nèi)的紋波時(shí),運(yùn)放負(fù)端電壓VN應(yīng)鉗位到正端電壓βVREF。接下來分析VN節(jié)點(diǎn)上的電流變化,在一個(gè)周期內(nèi)D有效的時(shí)間段,開關(guān)SWp斷開,電流源抽走((VeEf/ReF);在一個(gè)周期內(nèi)1-D的時(shí)間段,開關(guān)SWp閉合,兩個(gè)電流源疊加作用對(duì)VI節(jié)點(diǎn)充電流aVE//REFo那么在一個(gè)周期內(nèi)電流源對(duì)VI節(jié)點(diǎn)提供的電流為:

    對(duì)上式化簡可得:

    為了方便計(jì)算取VREF=1V,并計(jì)算a和β的值。根據(jù)應(yīng)用條件分別代入VN=0V和VN=2.5V,再考慮非理想因素將會(huì)影響占空比的產(chǎn)生和輸出電壓的復(fù)現(xiàn),避開0%和100%占空比的出現(xiàn),留有10%的余量即DiN=10%和DMAx=90%,化簡可得:a=1.56,β=1.25。為了方便基準(zhǔn)電壓的產(chǎn)生,取a=1.6,β=1.3,最終輸入VN=0V時(shí),占空比Dn=9.37%;輸入VN=2.5V時(shí),占空比Dmax=93.6%。

    2調(diào)制環(huán)路的交流穩(wěn)定性分析

    分析調(diào)制環(huán)路的交流穩(wěn)定性可以從兩方面入手,一種是從瞬態(tài)響應(yīng)的角度分析,另一種是從環(huán)路增益的角度分析。

    從瞬態(tài)響應(yīng)的角度分析,需要VIN的變化速度足夠慢,確保每周期VN和紋波RAMP比較到。環(huán)路結(jié)構(gòu)如圖3(a)所示,在D和1-D的時(shí)間段內(nèi)對(duì)VN節(jié)點(diǎn)充放電電流大小都為alREF,則VNr變化斜率為aIREF/CIN;假設(shè)RAMP為理想鋸齒波,其峰峰值電壓差為Vp,則RAMP斜率為Vp/Tsw=Vpfsw,則二者的斜率必須滿足如下關(guān)系,如圖3(b)所示:

    從環(huán)路增益角度分析,如圖0-3(c)所示分析環(huán)路增益有

    則環(huán)路增益下降為1時(shí)對(duì)應(yīng)的角頻率為

    另一方面,取運(yùn)放AMP輸出到V、節(jié)點(diǎn)電流的增益如下:

    根據(jù)圖0-3(c)的等效關(guān)系且有:

    CIN。但是CN不應(yīng)成為主要增大的途徑,因?yàn)镃IN同時(shí)也是運(yùn)放AMP的密勒電容,強(qiáng)行增大CIN將使其成為運(yùn)放自身小環(huán)路的不可忽視極點(diǎn),反而影響調(diào)制環(huán)路的相位裕度甚至環(huán)路的穩(wěn)定性;

    由R。1的公式可知:通過增大RREF和V。可以增大R。eq1,,但是Re不宜過大,原因是不容易匹配且容易引入各種寄生效應(yīng);Vp受限于比較器的共模輸入范圍,且Vp過大也難于產(chǎn)生高頻紋波電路。

    因此本系統(tǒng)將工作頻率為20MHz,為了提高比較器的響應(yīng)速度,采用在1.8V電源電壓構(gòu)成的比較器,紋波值為0.6V~1.2V,同時(shí)采用了占空比50%的三角波代替?zhèn)鹘y(tǒng)應(yīng)用中的鋸齒波,一方面更容易產(chǎn)生高頻紋波,另一方面紋波的斜率變?yōu)樵瓉淼?倍等效增加Req1為此電路需要從5V電源軌轉(zhuǎn)換為1.8V電源軌,電路設(shè)計(jì)采用1/3分壓結(jié)構(gòu),而電路如圖4所示。由于RAMP的電壓上下限為0.6V~1.2V,Vint的動(dòng)態(tài)范圍為1.8V~3.6V,不會(huì)造成后續(xù)的低耐壓比較器電路過壓。

    在每個(gè)工作周期內(nèi),當(dāng)比較器獲得比較結(jié)果后,通過快速的電平位移電路LVS將電源軌迅速恢復(fù)到5V進(jìn)行傳輸或者反饋,最終VN轉(zhuǎn)化為頻率20MHz的信息,并以占空比的形式傳輸。

    3解調(diào)環(huán)路的直流工作點(diǎn)分析

    通過將運(yùn)放的負(fù)輸入端鉗位到βVpREF,可以得到穩(wěn)定態(tài)關(guān)系,有

    因此輸入等于輸出,電壓實(shí)現(xiàn)傳輸。

    解調(diào)環(huán)路的交流穩(wěn)定性分析

    與分析調(diào)制環(huán)路的方式一樣,根據(jù)圖2,可以先從各部分的增益入手即算整個(gè)環(huán)路的環(huán)路增益。

    本系統(tǒng)采用離散采樣電壓進(jìn)行反饋,主要作用是利用開關(guān)的作用用采樣的方式抑制運(yùn)放輸出在周期內(nèi)的紋波反應(yīng)到真正的輸出,對(duì)于采樣模塊的離散傳輸函數(shù)為1

    在頻率低于1/π倍的fsw時(shí)(奈奎斯特定理,但這是必須要實(shí)現(xiàn)的),在s域的等效增益也為1,因此對(duì)環(huán)路沒有影響。值得說明的是,兩級(jí)采樣的增益也為1,但是在s域是相當(dāng)于引入相位滯后,會(huì)令環(huán)路的相位裕度變小甚至不穩(wěn)定。采樣結(jié)果到輸出電壓經(jīng)過一個(gè)buffer增加帶載能力,防止輸出節(jié)點(diǎn)被電流鏡的切換影響。

    在本設(shè)計(jì)下,解調(diào)環(huán)路的環(huán)路增益LOOPGAIN為

    為了調(diào)值環(huán)路和解調(diào)環(huán)路匹配,選取

    因此采樣系統(tǒng)對(duì)環(huán)路穩(wěn)定性和連續(xù)性建模沒有影響且環(huán)路穩(wěn)定。

    減小失配的策略分析與實(shí)施方案

    考慮輸出電壓誤差,輸出電壓與輸入電壓關(guān)系為

    由式可得,引起誤差的只有兩項(xiàng),即Vos.IN+和PWD,其中,VosInr來源于調(diào)制環(huán)路和解調(diào)環(huán)路各自引入的誤差;PWD來源于傳輸過程中占空比改變,因而導(dǎo)致調(diào)制端的反饋占空比和解調(diào)端接收的占空比信息不一樣。

    此文減小VOS__INT的主要方法除了提高環(huán)路增益還有減少開關(guān)動(dòng)作的干擾。如圖5所示,當(dāng)開關(guān)斷開以后,圖中節(jié)點(diǎn)Irefp將會(huì)被充電到5V,在下周期開關(guān)重新閉合時(shí),將會(huì)注入一股額外的電流對(duì)運(yùn)放輸入端進(jìn)行充電,而這股電荷因?yàn)殚_關(guān)斷開而不會(huì)被抽走,相當(dāng)于引入很大的失配。為了消除這種影響,在開關(guān)斷開的時(shí)候另-路的開關(guān)閉合,源隨器將節(jié)點(diǎn)lrefp節(jié)點(diǎn)鉗位至βVREF,當(dāng)開關(guān)重新再打開時(shí),額外注入的電流將會(huì)減少。

    在減少PWD方面,本設(shè)計(jì)通過構(gòu)造相同傳輸電路結(jié)構(gòu)的方式,盡量保證從level-shifter分別到調(diào)制端和解調(diào)端電流鏡的占空比信號(hào)的延時(shí)一樣,盡可能保證兩側(cè)的占空比信息相等以減小PWD進(jìn)而減小系統(tǒng)失配。

    另外,開關(guān)頻率上的紋波也是值得消除的,因此輸出電路采用濾波電路減少開關(guān)頻率上的紋波大小,獲得更穩(wěn)定的輸出。

    4系統(tǒng)參數(shù)仿真與結(jié)果

    VnN輸入一個(gè)直流電壓電平,仿真到穩(wěn)定狀態(tài)后的3us時(shí)間內(nèi)用軟件計(jì)算這3us的輸出平均值(系統(tǒng)從啟動(dòng)到穩(wěn)定只需要7us),輸入從0V~2.9V掃描90個(gè)點(diǎn),cadence軟件自動(dòng)生成曲線如圖7所示。

    從圖中可以看到輸入低壓(約0mV~250mV)的幾個(gè)點(diǎn)輸出有失配,主要原因在于解調(diào)端運(yùn)放擺幅限制決定的,運(yùn)放下擺幅為Vov約為250mV,和仿真結(jié)果對(duì)應(yīng);

    可以得到增益誤差為-0.22%,小于要求的0.25%;平均輸入輸出失配電壓是3.8163mV,小于5mV。

    去掉圖中過度偏離曲線的M2點(diǎn),取最小值Vo,MIN=1.25216V,最大值Vo,Max=1.25235V,平均值A(chǔ)VG=1.25225。平均溫度變化速度為1.5μV/C,溫度系數(shù)為1.278ppm/C。

    圖9是利用PAC仿真后得到的三個(gè)conner的波特圖,從上圖可得若以-3dB處作為極點(diǎn),則極點(diǎn)位置大概在3.3MHz,若以90度相位滯后作為極點(diǎn)位置,則極點(diǎn)出現(xiàn)在1.8MHz左右。

    圖10是輸入電壓從0.5V到2.0V階躍跳變,輸出電壓進(jìn)行相應(yīng)的波形,跳變在0.01ns內(nèi)完成,從圖中可得輸入到輸出發(fā)生10%變化的響應(yīng)延時(shí)是85.2ns,輸出10%到90%的,上升延時(shí)是82.15ns。

    5結(jié)論

    如表1為所有結(jié)果統(tǒng)計(jì)表。

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