基于多級串行干擾和并行干擾消除的多用戶檢測器設計

趙海軍，黃 平，賀春林，蒲 斌，崔夢天

IP電話（Voice over Internet Protocol，VoIP）是全IP蜂窩網(wǎng)絡中一個重要的服務單元，因此，人們一直致力于不斷提高寬帶碼分多址（Wideband Code Division Multiple Access，WCDMA）系統(tǒng)中的VoIP容量和服務質量.盡管在第三代合作伙伴計劃的版本5和版本6中引入了高速分組接入（High-Speed Packet Access，HSPA），以及在版本7中引入了連續(xù)分組連接（Continuous Packet Connectivity，CPC）來穩(wěn)定地提高WCDMA中的VoIP業(yè)務，但仍不能滿足日益增長和高質量的VoIP要求.文獻［1］表明，基于HSPA的VoIP比電路交換（Circuit-Switched，CS）語音具有相同或更好的性能、質量和覆蓋范圍.文獻［2］研究了諸如控制信道開銷降低的CPC特征，如專用物理控制信道（Dedicated Physical Control Channel，DPCCH）選通，以大大提高上行鏈路的容量.文獻［3］針對多天線下行廣播信道的多址傳輸，提出了復雜度較低、性能優(yōu)異的時間、頻率和空域聯(lián)合編碼圖樣的設計，以及一種采用聯(lián)合功率域疊加和準正交空時編碼的非正交傳輸方案，并針對無過載的上行非正交多址信道和非正交多址傳輸?shù)囊恍╆P鍵接收機技術進行了研究.對于上行鏈路的VoIP，如何利用基站上的多用戶檢測（Multi User Detection，MUD）來進一步提高VoIP容量和服務質量是非常重要的.MUD非常適合于蜂窩上行鏈路，因為它利用短傳輸時間間隔（Transmission Time Interval，TTI）提供的高速上行鏈路分組接入（High-Speed Uplink Packet Access，HSUPA）并采用時分復用（Time Division Multiplexing，TDM）對VoIP用戶進行分離和分組.例如，一個20ms的語音幀可以使用一個2ms的TTI來傳輸，從而可以得到時分多路復用的10個用戶組，即時分復用的水平可以通過在一個2ms的TTI中傳輸多個語音幀來提高.時分多路復用減少了重疊用戶數(shù)，從而顯著降低了MUD的復雜性，這也是VoIP相對于CS語音的一個關鍵優(yōu)勢；為了避免最佳聯(lián)合檢測的復雜性［4］，通常采用串行干擾消除（Successive Interference Cancellation，SIC）［5］或并行干擾消除（Parallel Interference Cancellation，PIC）檢測器［6］作為MUD的次優(yōu)實現(xiàn).

近年來，關于SIC的研究引起了廣泛的關注.文獻［7］和文獻［8］研究了復高斯多址信道，發(fā)射機以約束功率獨立發(fā)送信息，在復高斯多址的容量區(qū)域中將實現(xiàn)任意速率元組的多用戶代碼，將解碼器限制為具有均衡的連續(xù)譯碼類型.這樣，解碼器通過前饋和反饋均衡向量參數(shù)化，通過最大化每個用戶在這些向量上的互信息，獲得了最佳串行解碼，最大限度地提高了每個用戶的信號與干擾比.文獻［9］針對采用串行干擾消除算法的無線網(wǎng)絡系統(tǒng)如何控制，節(jié)點間傳輸功率使系統(tǒng)效用最大化問題，提出了非合作博弈算法來解決節(jié)點間的傳輸功率控制，以及串行干擾消除算法功率控制的非合作博弈，仿真實驗表明，算法可以獲得較高的無線網(wǎng)絡吞吐量.文獻［10］提出在一個多接入信道中，只要對每個接入信號進行適當?shù)乃俾士刂疲獯a后SIC就可以實現(xiàn)開環(huán)容量.

與SIC相似，PIC也可用于MUD.PIC的優(yōu)點是處理延遲不會隨著用戶信號數(shù)的增加而增加，同時，PIC有利于并行化的硬件結構.文獻［11］針對LTE-Advanced上行鏈路MIMO SC-FDMA系統(tǒng)中的定時同步問題，提出了一種基于QR分解與PIC相結合的定時同步算法.算法通過QR分解檢測獲得初步的信息估計值，應用PIC方法，將定時偏移所產(chǎn)生的干擾從接收信號中消除.仿真結果表明，該算法可顯著提高系統(tǒng)性能.文獻［12］針對發(fā)射與接收端天線數(shù)目相當?shù)拇笠?guī)模多輸入多輸出系統(tǒng)存在線性檢測算法性能較差和檢測算法復雜度偏高的問題，提出了一種增強型PIC算法，將搜索空間擴大到噪聲增強方向矩陣的正交向量空間，同時利用近似對數(shù)似然方程值排序來減小復雜度.仿真結果表明，在誤比特率為10-5時，算法所需單位比特噪聲功率譜密度比傳統(tǒng)MMSE-SIC算法小2dB，復雜度降低了25%，可以較好地實現(xiàn)大規(guī)模多輸入多輸出的上行檢測.

SIC和PIC的一個關鍵因素是再生檢測的用戶信號，這有幾種做法.首先，一個用戶信號可以在它解調(diào)后（解碼前）再生，稱之為解碼前消除，也可以在解碼后生成，稱為解碼后消除.解碼后消除雖然具有更好的性能，但它是以更高的處理延遲為代價的.其次，再生信號可以基于硬判決比特或軟判決比特.對此，如何采用能夠進行多用戶檢測的先進基站接收機來提高WCDMA上行鏈路中IP電話的容量和覆蓋，以及避免聯(lián)合檢測的復雜性，本文提出采用多級SIC檢測器或PIC檢測器作為MUD的實現(xiàn)，為了進一步降低復雜性，采用TDM將用戶組及時分離，以便MUD能夠集中在少量重疊信號上.在檢測另一個用戶信號之前，SIC或PIC從接收信號中消除來自于接收信號的許多臨時檢測到的用戶信號.臨時檢測的用戶信號可以基于解調(diào)數(shù)據(jù)或解碼數(shù)據(jù)和基于硬判決值或軟判決值再生.對于軟消除，采用Turbo譯碼器的對數(shù)似然比（Log-Likelihood Ratios，LLR）設計一種方案來產(chǎn)生比特軟值.仿真實驗表明，當每個TTI有5個活躍VoIP用戶時，對于實現(xiàn)10%的BLER，每個用戶所需功率可以減少高達3dB，當有更多的活躍用戶時，通過MUD所能實現(xiàn)的功率減少更多.這樣的功率減少，意味著系統(tǒng)具有了更高的容量、更好的覆蓋，并提高了VoIP用戶的通話時間.

1 系統(tǒng)及信號模型

式中接收向量r(t)由來自于每個接收天線的單元構成，KT為總的重疊用戶信號數(shù)，rk(t)為第k個用戶信號貢獻的接收信號，n(t)為加性白高斯噪聲（Additive White Gaussian Noise，AWGN），其協(xié)方差為E[n(t)nT(t)]=N0I，這里N0為噪聲均值，I為單位陣.每個用戶信號通過一個時間色散信道發(fā)送，從而得到：

考慮一個TDM調(diào)度器，將VoIP用戶分割成G個用戶組，如圖1所示.由于在WCDMA上行鏈路中缺乏精確的用戶同步，以及時間色散信道，故用戶組之間的干擾仍然會出現(xiàn)在一個TTI的兩側.然而，重疊部分相比于TTI的長度要?。ㄒ话愣裕丿B部分大約為256個碼片長度，而一個2ms的TTI由7680個碼片構成）.假設組間干擾相比于同一組中由用戶造成的干擾，以及來自于其他蜂窩的其他重疊用戶造成的干擾，是微不足道的，因此，接收到的信號可以建模為：

式中gk(l)為信道系數(shù)向量，Lk為路徑數(shù)目，τk(l)為第l條路徑的延遲，xk(t)為發(fā)送的用戶信號.發(fā)送的用戶信號由許多物理信道構成：

式中Jk為物理信道數(shù)目，Ak(j)為第j個信道的振幅，sk,j(i)為編碼符號，ck,j,i(n)為擴頻序列的第n個碼片，Nk(j)為擴頻因子，Tc為碼片周期，p(t)為碼片脈沖形狀.

圖1 將VoIP用戶分割成G個用戶組的時分復用

2 無線接入承載

對于HSUPA來說，需要3種類型的物理信道.①增強專用物理數(shù)據(jù)信道（Enhanced Dedicated Physical Data Channel，E-DPDCH）攜帶編碼后的數(shù)據(jù)比特.②增強專用物理控制信道（Enhanced Dedicated Physical Control Channel，E-DPCCH）攜帶與HSUPA操作相關的控制信息.③專用物理控制信道（Dedicated Physical Control Channel，DPCCH）攜帶功率控制下行鏈路信號的導頻符號和功率控制命令.

本文考慮12.2kbps的語音編碼速率，并假設在各種協(xié)議層上增加開銷之后，到達MAC層的總數(shù)據(jù)速率為16kbps.為此，需要有效的報頭壓縮［1］.進一步考慮將2個20ms的語音幀捆綁在一個2ms的TTI中傳輸，這樣就得到一個大小為640位的傳輸塊，加入CRC位（作為奇偶校驗），通過速率為1/3的Turbo編碼被編碼成1920位，通過擴頻因子為4進行擴頻，然后采用一個E-DPDCH發(fā)送.在一個2ms的TTI中傳輸40ms的數(shù)據(jù)值意味著一個VoIP用戶僅需要在每20個TTI中傳輸1次，不包括HARQ重傳，根據(jù)圖1，這允許20個用戶組通過時分復用（G=20）共享信道.3種物理信道的功率分配因子分別為：E-DPDCH（Ak(j)=2）為66.7%，DPCCH和E-DPCCH（Ak(j)=1）為16.67%.

其他無線承載也可用于VoIP配置，如一個20ms的語音幀可以用一個2ms的TTI來傳輸而不是2個語音幀.這要求用戶更頻繁地傳輸，表面上是每10個TTI傳輸1次而不是20個TTI，這樣會導致每個TTI有更多的碼分多路復用用戶，進而導致更高的MUD復雜性；相反，在一個TTI中將2個或更多個20ms的語音幀打包傳輸會降低MUD的復雜性，并可能提高性能（由于更好的Turbo碼性能）.

3 多級SIC和PIC檢測器的實現(xiàn)

圖2所示為本文提出的一個2級PIC檢測器.在第一級，采用一個普通的單用戶檢測器對信號進行檢測，然后再生檢測信號；在第二級，其他檢測信號在檢測感興趣的信號之前被消除.在每一級，可以并行檢測多個期望的信號，因此，多級PIC的處理延遲僅依賴于級的數(shù)量，而不是MUD信號的數(shù)量；其中的每個單用戶檢測器實現(xiàn)如圖3所示.

圖2 多級PIC檢測器

圖3 單用戶檢測原理

圖4所示為本文提出的一種可用于MUD的2級SIC檢測器.在第一級，根據(jù)來自于其他用戶的干擾信號的出現(xiàn)來檢測第一個用戶.在檢測到第一個用戶信號后，從接收信號再生并消除其接收信號的副本，檢測器然后繼續(xù)檢測第二個用戶信號.重復該過程，直至全部用戶信號被檢測并從接收信號中消除.通過這樣，我們希望最后被檢測的用戶有最好的性能，而第一個被檢測的用戶有最差的性能.為了使得過早被檢測的用戶從干擾消除中獲得充分的好處，就要采用第二級SIC過程.由于每個期望信號是在第一級結束時被消除，所以在第2級中檢測用戶k的信號之前必須加上在第一級過程中再生的用戶k的信號.

不管采用PIC還是SIC，信號再生可以基于解調(diào)比特（解碼前）或解碼比特（解碼后）.在前一種情況下，把解調(diào)比特和估計信道響應用于再生一個用戶信號，這個過程不包括解碼器，因此不需要等待接收器接收整個碼字，因而處理延遲可以小于一個TTI；后一種情況需要解碼器解碼信息比特，然后被重新編碼以得到由E-DPDCH攜帶的信道比特.重編碼比特遠比解調(diào)比特可靠，這是由于速率為1/3的Turbo碼的高編碼增益，因此再生信號可以更精確，便于更好地消除.

圖4 多級SIC檢測器

對于解碼后干擾消除，可以考慮硬消除和軟消除.對于硬消除，是采用硬判決信道比特再生一個用戶信號.如前所述，硬判決信道比特是通過重編碼檢測信息比特而得到的.CRC比特表示在檢測信息比特之間是否存在錯誤，因此，一種方法是僅在CRC校驗指示無錯誤檢測時才消除一個用戶信號.如果操作的塊錯誤率（Block Error Rate，BLER）很低，則將獲得大多數(shù)的干擾消除增益；另一種方法是采用重編碼信道比特來消除一個用戶信號，即使CRC不校驗時.

軟消除方法旨在獲得發(fā)送符號sk,j(i)和估計符號s?k,j(k)之間的最小均方誤差（Minimum Mean Square Error，MMSE）MMSE的解是條件平均［13］，其中：

式中P(sk,j(i)|r(t))為后驗概率，可以采用信道比特的后驗對數(shù)似然比（Log-Likelihood Ratios，LLR）計算得到.WCDMA的Turbo碼產(chǎn)生2種類型的信道比特：系統(tǒng)比特和奇偶校驗比特.系統(tǒng)比特基本上是信息比特，因此，系統(tǒng)比特的LLR經(jīng)過Turbo碼譯碼器后就成為現(xiàn)成可用的.為了獲得奇偶校驗比特的LLR，需要修改Turbo解碼器.根據(jù)文獻［14］，比特LLR可以采用前饋指標αt(m)、反饋指標βt(m)和分支度指標γt(m)計算得到，即：

式中ξi為相應信道比特等于i的狀態(tài)轉換的集合.采用WCDMATurbo碼的狀態(tài)轉換如圖5所示.

圖5 采用WCDMA Turbo碼的系統(tǒng)和奇偶校驗比特相關聯(lián)的狀態(tài)轉換

4 檢測器性能仿真

4.1 仿真設置

采用網(wǎng)絡仿真工具NS2中的鏈路仿真來評價本文提出的多級SIC和PIC檢測器的性能，鏈路除了AWGN外，還接收多個VoIP信號，每個VoIP信號通過一個色散信道發(fā)送.假設全部信道有相同的多徑分布，但有各自的衰落系數(shù).考慮多徑分布由4個子空間路徑構成，平均功率分別為0dB、-3dB、-6dB和-9dB，基站接收機安裝2個等增益、不相關接收天線；除此之外，還假設在一個2ms的TTI中有5個活躍的VoIP用戶，這對應于在一個WCDMA載波中有200個VoIP用戶負載和50%的語音活動，即在將2個語音幀捆綁在一起的情況下，可以為20個用戶組服務，當系統(tǒng)中有200個VoIP用戶時，每個組有10個用戶，采用50%的語音活動，平均每個TTI有5個活躍用戶.全部仿真結果是對100個衰落實現(xiàn)求平均值，采用由DPCCH攜帶的導頻符號計算信道系數(shù)，并將得到的信道系數(shù)用于計算組合權值，以及用于再生被檢測用戶信號.對于Turbo解碼，采用8次迭代.

4.2 仿真結果

圖6所示為多級解碼后軟SIC得到的結果.圖中C是每個VoIP用戶的平均接收功率，N是AWGN功率.從圖6可見，正如前面所分析，第1級的性能依賴于檢測順序，隨著越來越多的檢測信號從接收信號中被消除，后面的檢測用戶具有更好的性能；還可看到，與第一個用戶相比，最后檢測的用戶有很大的增益，但在第2級，用戶性能對檢測順序就不太敏感了.

圖6 多級軟SIC的性能（每個TTI有5個活躍用戶）

圖7所示為多級SIC和PIC性能的比較.可以看到，SIC和PIC的性能大致相同.此外，無論是采用SIC還是PIC，多級檢測器都迅速收斂.大多數(shù)性能增益是在第二級之后獲得的.

圖7 SIC與PIC的性能比較（每個TTI有5個活躍用戶）

圖8所示為采用不同MUD方案時的性能比較結果.標有“HARD-CRC”的曲線表示僅在CRC校驗時硬消除一個用戶信號的情形.可以看到，即使是基于解碼前的MUD也能獲得明顯的增益.在10%的BLER時，基于解碼前的MUD相比于沒有干擾消除（即普通Rake接收機）獲得了2dB的增益.全部基于解碼后的檢測器優(yōu)于解碼前的SIC大約0.8～1dB.采用軟消除可以獲得最佳性能，事實上，它的性能非常接近于在信號再生中采用發(fā)射比特的性能.

圖8 不同方案時2級SIC檢測器的比較（每個TTI有5個活躍用戶）

5 結束語

本文研究了多級SIC和PIC作為VoIP的有效多用戶檢測器，提出采用多級SIC檢測器或PIC檢測器作為MUD的實現(xiàn)，為了進一步降低復雜性，采用TDM將用戶組及時分離，以便MUD能夠集中在少量重疊信號上.對一個2級檢測器的仿真結果表明，全部用戶可獲得大致相同的性能，當每個TTI有5個活躍VoIP用戶時，對于實現(xiàn)10%的BLER，每個用戶所需功率的減少可以高達3dB，其中1dB的減少是通過在SIC/PIC過程中消除控制信道干擾實現(xiàn)的，當有更多的活躍用戶時，通過MUD所能實現(xiàn)的功率減少量更多，這樣的功率減少意味著系統(tǒng)具有了更高的容量、更好的覆蓋和為VoIP用戶提高了通話時間；比較了解碼前相消和解碼后相消的性能，發(fā)現(xiàn)解碼后相消的性能大大優(yōu)于解碼前消除的性能；此外，當活躍用戶數(shù)變化時，解碼后相消能夠保持穩(wěn)定的性能，而解碼前相消對負載變化更敏感，采用軟相消能獲得最佳性能.