一種改善地鐵輔助變流器交流電壓諧波的方法

高翔

（重慶軌道交通集團(tuán)有限公司，重慶 401120）

在交-直-交電壓源型變頻器中，一般其交-直變換部分采用二極管組成的三相不控整流器，并且中間直流環(huán)節(jié)采用大電容濾波。其典型電路如圖1、2 所示。

圖1 電容濾波型整流電路

圖2 感容濾波型整流電路

帶阻感負(fù)載的整流電路產(chǎn)生的諧波污染和功率因素滯后，嚴(yán)重影響交流輸入電網(wǎng)的電能質(zhì)量，當(dāng)輸入電網(wǎng)的容量較小時(shí)尤為明顯。諧波描述電壓或電流波形與正弦波之間的波形畸變，而功率因素描述電壓與電流間的相位差異。

將交流輸入電流波形按傅里葉展開(kāi)：

由此可得：電流中僅含6k±1(k 為正整數(shù))次諧波，即整流電路將在交流側(cè)注入5、7、11、13、17 和19 次等諧波，各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)。

1 電容濾波型整流電路分析

圖1 所示的電容濾波型三相整流電路中，C 是濾波電容，用電阻模型來(lái)代表整流電路的負(fù)載R。當(dāng)某一對(duì)二極管導(dǎo)通時(shí)，直流側(cè)電壓等于交流側(cè)的某一線電壓。設(shè)每組二極管在距線電壓過(guò)零點(diǎn)θ 角處開(kāi)始導(dǎo)通，并以二極管VD6和VD1開(kāi)始同時(shí)導(dǎo)通的時(shí)刻為時(shí)間零點(diǎn)，則線電壓為

在t=0 時(shí)，二極管VD6和VD1開(kāi)始同時(shí)導(dǎo)通，直流側(cè)電壓等于eab；下一次同時(shí)導(dǎo)通的一對(duì)管子是VD1和VD2，直流側(cè)電壓等于eac。這兩段導(dǎo)通過(guò)程之間的交替有2 種情況：一種是VD1和VD2同時(shí)導(dǎo)通之前VD6和VD1是關(guān)斷的，交流側(cè)向直流側(cè)的充電電流id是斷續(xù)的；另一種是VD1一直導(dǎo)通，交替時(shí)由VD6導(dǎo)通換相至VD2導(dǎo)通，交流側(cè)向直流側(cè)的充電電流id是連續(xù)的。

因此存在一個(gè)使電流id斷續(xù)和連續(xù)的臨界條件，參照參考文獻(xiàn)可知此臨界條件為：ωRC=。可理解為整流電路在輕載時(shí)直流側(cè)獲得的充電電流是斷續(xù)的，重載時(shí)是連續(xù)的。圖3 是整流電路工作在連續(xù)狀態(tài)的id波形，圖4 是整流電路工作在斷續(xù)狀態(tài)的id波形。

圖3 連續(xù)工作狀態(tài)電流id 波形

圖4 斷續(xù)工作狀態(tài)電流id 波形

2 感容濾波型整流電路分析

參照參考文獻(xiàn)曾指出，對(duì)一般化的情況，若L 的取值由小變大（以至無(wú)窮大），而C 的取值由大變小，則整流電路的整個(gè)負(fù)載由容性逐漸變?yōu)楦行?，直流?cè)充電電流id將由斷續(xù)方式發(fā)生變化而逐漸轉(zhuǎn)成連續(xù)方式。在實(shí)際當(dāng)中，普遍應(yīng)用的感容濾波型整流電路，直流濾波電容C 的取值較大，而L 主要是用來(lái)抑制電流沖擊的，取值較小。除在ω很小時(shí)，交流側(cè)電流基波可能超前于電網(wǎng)電壓以外，交流側(cè)電流一般滯后于電網(wǎng)電壓，滯后的角度隨ωRC 增大而減小，隨ω增大而增大；基波因數(shù)隨ωRC 增大而減小，隨ω的增大而增大；交流側(cè)電流僅含奇次諧波，而且電流總諧波畸變率及各次諧波含量均隨ωRC 的增大而增大，隨ω的增大而減小。

3 整流橋負(fù)載對(duì)交流電壓的影響與抑制方法

描述實(shí)際項(xiàng)目中充電機(jī)AC/DC 整流電路采用感容濾波型時(shí)對(duì)前端電路的影響效果不夠理想，引出補(bǔ)充改善帶整流負(fù)載的電壓諧波質(zhì)量的通用方法如三相PFC、特定消諧控制算法等，進(jìn)行一些理論性描述。進(jìn)而提出一種簡(jiǎn)易的采用三相電感替代充電機(jī)直流電感的方法。

4 電路仿真

試驗(yàn)電路三相不可控整流采用如圖2 所示的感容濾波型電路，C 取值2350μF，Ls 取值為1e-9H，整流電路的輸出功率約25kW。該三相整流電路作為一臺(tái)190kVA 逆變電源的負(fù)載，其仿真電路示意圖如圖5 所示。試驗(yàn)電路中設(shè)置Vs、Us、Vin 和Uo 共4 處電壓檢測(cè)點(diǎn)和ia、id共2 處電流檢測(cè)點(diǎn)。以下主要通過(guò)改變Ls、L 的參數(shù)來(lái)仿真其對(duì)三相整流電路的影響。

圖5 仿真電路示意圖

（1）三相交流電抗器Ls 取值為1e-9H（即不設(shè)置），直流側(cè)電抗器L 取值1mH，負(fù)載電阻R 取值10.4Ω（Uo 約510V，功率為25kW）。電路穩(wěn)定后交流側(cè)電流為連續(xù)狀態(tài)。其交流側(cè)電壓諧波、電流諧波含量分別為1.39%、36.07%。

（2）三相交流電抗器Ls 取值為1e-9H（即不設(shè)置），直流側(cè)電抗器L 取值1e-9H（即不設(shè)置），負(fù)載電阻R 取值10.9Ω（Uo 為522V，功率為25kW）。電路穩(wěn)定后交流側(cè)電流為斷續(xù)狀態(tài)。其交流側(cè)電壓諧波、電流諧波含量分別為3.64%、100.81%。

（3）三相交流電抗器Ls 取值為1e-3H，直流側(cè)電抗器L 取值1e-9H（即不設(shè)置），負(fù)載電阻R 取值9.7Ω（Uo 為491.5V，功率為25kW）。電路穩(wěn)定后交流側(cè)電流為連續(xù)狀態(tài)。其交流側(cè)三相電抗器Ls 前端電壓諧波、電流諧波含量分別為1.02%、30.75%，三相電抗器后端電壓諧波、電流諧波含量分別為11.52%、30.69%。

（4）電路各參數(shù)取值同（1），將三相輸出變壓器容量從190kVA 降低為90kVA。電路穩(wěn)定后交流側(cè)電流為連續(xù)狀態(tài)，交流側(cè)電壓諧波含量由1.39%增大至2.62%。

以上各種電路參數(shù)仿真時(shí)，交流電網(wǎng)側(cè)通過(guò)FFT 分析得到的諧波次數(shù)均為5、7、11、13、17 和19 次諧波，與理論分析一致。

但仿真分析也表明：（1）即使直流側(cè)電抗器L 的取值很大時(shí)，仍只能將諧波電流值控制在27%左右。（2）交流側(cè)電抗器Ls 的取值很大時(shí)，能將諧波電流值控制到很小。（3）本電路中如保持直流側(cè)電抗器而改變電容器容值的大小，交流側(cè)電壓諧波含量隨電容器容值的增大而減小，但增大電容值對(duì)抑制電流諧波的效果有限。

5 試驗(yàn)結(jié)果

補(bǔ)充在沈陽(yáng)地鐵樣柜上進(jìn)行了相關(guān)波形，如三相整流橋前端電壓波形（諧波含量）、電流諧波含量等。說(shuō)明用三相電抗器取代充電機(jī)前端直流電抗器的效果更優(yōu)越：（1）電流諧波含量抑制的效果更好。（2）工程化易實(shí)現(xiàn)等其它優(yōu)點(diǎn)。

6 結(jié)語(yǔ)

Matlab 仿真結(jié)果表明：感容濾波型整流電路較電容濾波型電路更為實(shí)用，當(dāng)直流側(cè)僅設(shè)置濾波電容、直流電抗器全部或部分移至交流側(cè)時(shí)，也能有效的減小對(duì)電網(wǎng)電壓、電流的影響，試驗(yàn)中通過(guò)在交流側(cè)增加1 臺(tái)0.4mH 的三相電抗器，能更好的抑制交流電網(wǎng)側(cè)的電壓畸變。

以上分析均是從抑制三相不可控整流對(duì)輸入交流電網(wǎng)影響的角度出發(fā)，實(shí)際上SPWM（正弦波PWM）控制技術(shù)已獲得了非常廣泛的應(yīng)用。把逆變電路中的SPWM 技術(shù)用于整流電路，就形成了PWM 整流電路。通過(guò)對(duì)PWM 整流電路的適當(dāng)控制，可以使輸入電流非常接近正弦波，且電流和電壓同相位，把對(duì)電網(wǎng)的影響降到最低。