基于SiC MOSFET的功率合成發(fā)射機?

費廣樂

（中國人民解放軍南部戰(zhàn)區(qū)海軍參謀部信息保障處 湛江 524003）

1 引言

海軍戰(zhàn)略通信系統(tǒng)是國家戰(zhàn)略通信系統(tǒng)的重要組成部分［1～2］，其中，戰(zhàn)略核潛艇是最具震懾力的二次核打擊力量［3］。考慮到未來信息化戰(zhàn)爭的特點及保障戰(zhàn)略核潛艇實施“核按鈕”指揮通信的需求［4～6］，需要有一種具備較強頑存力的對潛通信手段［7］。但潛艇所在的海水是導(dǎo)電介質(zhì)，對電磁波具有很大的衰減作用。為克服這個難題，目前世界各國主流的對潛通信手段都是采用甚低頻和極低頻通信［8～9］。甚低頻通信在海軍戰(zhàn)略通信系統(tǒng)和國防應(yīng)急通信中充當(dāng)著至關(guān)重要的作用。

為了提高國防安全性以及對潛通信的抗打擊能力［10］，除了固定長波發(fā)射臺，還應(yīng)建造能夠機動部署的載具平臺［11］，包括路基、海基及空基等。在這些機動臺中，由于載具一般是體積和供電能力受限的車輛、艦船或飛機，對系統(tǒng)效率和功率密度有著極高的需求。大功率高性能的甚低頻發(fā)射機是長波通信中的關(guān)鍵設(shè)備，直接決定著整個系統(tǒng)的體積、重量、效率和性能［12］。

21世紀(jì)以來，以IGBT和MOSFET為代表的全控型硅基電力電子開關(guān)器件已服務(wù)于我國的各大長波通信臺上。但由于30kHz的工作頻率已經(jīng)逼近 IGBT的速度極限，因而損耗也較大［13～14］；而硅基MOSFET雖然速度更快，但容量較小，功率密度也不高［15］。因此基于硅基IGBT和MOSFET的長波通信臺功率一般都較低。

以SiC和GaN為代表的第三代寬禁帶半導(dǎo)體器件正好可以填補這個空白［16］。SiC MOSFET不僅開關(guān)速度快、效率高，而且單管功率相比傳統(tǒng)硅基MOSFET提高了10倍以上，功率密度大幅提高［17～18］。不僅適用于大功率的固定長波發(fā)射臺，而且特別適用于機動部署的載具平臺。研發(fā)基于SiC的甚低頻長波通信系統(tǒng)對于提高我國的戰(zhàn)略威懾力具有至關(guān)重要的意義。本文即研究基于SiC MOSFET的功率合成發(fā)射機。

2 基于SiC MOSFET的功率合成發(fā)射機

為提高甚低頻發(fā)射機對于體積、重量、效率、諧波等性能指標(biāo)，本文設(shè)計的功率合成發(fā)射機主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，包括可調(diào)直流電源、級聯(lián)功率橋、高頻隔離變壓器以及天線負(fù)載等部分。發(fā)射機的功率橋采用輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)結(jié)構(gòu)，不僅結(jié)構(gòu)簡單，模塊化強，易于擴展，而且輸出側(cè)的高壓通過高頻變壓器與原邊隔離，功率橋絕緣要求低，安全性能好。根據(jù)總輸出功率的要求以及每個功率橋的最大輸出功率，可以使用多級功率橋串聯(lián)。

圖1 基于SiC MOSFET的功率合成發(fā)射機主電路

2.1 可調(diào)直流電源

為了使得發(fā)射機輸出功率可調(diào)，同時提高發(fā)射機的輸出阻抗，必須設(shè)計輸出電壓可調(diào)的高功率密度直流供電電源。采用傳統(tǒng)晶閘管相控整流的直流電源不僅諧波大，功率因數(shù)低，而且效率低，體積笨重。本文采用Boost電路實現(xiàn)270V直流輸入，輸出270V～600V直流可調(diào)。

圖2 采用傳統(tǒng)Boost升壓電路的可調(diào)直流電源

圖2為采用傳統(tǒng)Boost升壓電路圖?？烧{(diào)直流電源的輸入為270V直流，電容C1、C2、電感L、開關(guān)器件S以及二極管D構(gòu)成了一個Boost電路，用于將輸入直流升壓［19］。

為了減小電流紋波和電感體積，必須盡量提高開關(guān)管S的工作頻率。為提高效率和功率密度，開關(guān)管和二極管均采用SiC MOSFET模塊，一方面可以大幅提高開關(guān)頻率，減小濾波電感L體積，另一方面，SiC二極管的反向恢復(fù)損耗幾乎為0，二極管損耗可大大減小。

傳統(tǒng)Boost升壓電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、效率高、易于控制，但是受到器件容量的制約，特別是在采用SiC MOSFET條件下，可選擇的模塊類型極其有限，本文設(shè)計方案采用交錯并聯(lián)技術(shù)解決此問題，它通過多個變換器交錯并聯(lián)，每一路開關(guān)器件通過電流僅為輸入電流的一部分，降低了開關(guān)的容量要求［20～21］。其原理圖如圖3所示。

圖3 采用交錯并聯(lián)Boost升壓電路的可調(diào)直流電源

1）器件選型

考慮到Boost電路中的電流變化率、電流峰值，同時為降低支撐電容的容量和EMC問題，設(shè)計方案選擇了交錯并聯(lián)Boost電路，其驅(qū)動波形交錯180度，基于以上方案，按照額定值計算如下。

輸入電壓為270V直流電壓，輸出最大電壓600V直流電壓，主開關(guān)占空比為

由于實際回路電源內(nèi)阻，回路電阻的存在，實際占空比會比以上計算結(jié)果稍高。根據(jù)設(shè)計需求，額定情況下輸出波形占空比為55%方波，方波高電平電壓值為600V，后端為輸出50%占空比方波的H橋電路，其輸出電流峰值為200A，有效值為100A，開關(guān)頻率30kHz。綜合考慮選用CREE公司CAS300M12BM2型號的MOSFET半橋模塊，其VDS為1200V，ID為404A，符合設(shè)計要求。

2）電感值計算

由于采用交錯并聯(lián)電路結(jié)構(gòu)方式，功率分別有兩路Boost電路提供，且兩路電路參數(shù)一致，可以由能量守恒計算出在臨界狀態(tài)使用的電感值。開關(guān)頻率為30kHz，則開關(guān)周期T為

再結(jié)合 D=0.55，Ton=DT=18.3μs，Toff=（1-D）T=15μs。為方便計算，把負(fù)載等效為純阻性負(fù)載，設(shè)平均功率P=30kW，Uo=600VDC，則

根據(jù)Boost電路的基本公式：

可得能夠使得輸出電流連續(xù)電感臨界值為49.5μH，為限制電流變化率，綜合考慮實際工況，電感選型結(jié)果為50A/100μH/350V。

2.2 級聯(lián)功率橋

級聯(lián)功率橋部分采用多級H橋級聯(lián)的拓?fù)涮娲鷤鹘y(tǒng)單級H橋拓?fù)?，多級H橋級聯(lián)的拓?fù)鋬?yōu)點為開關(guān)管電壓應(yīng)力低，輸出電平數(shù)多可以有效減小輸出濾波器，dv/dt小從而可以有效減小電磁干擾。

但是受限于發(fā)射機的功率密度和容量，要求單個功率橋功率大，因此所需串聯(lián)的功率橋單元數(shù)量少，輸出電壓諧波較大。為了減小輸出濾波器的體積和重量，必須在控制算法上盡可能減小輸出電壓的低次諧波。通過合理選取導(dǎo)通角度可以實現(xiàn)低次諧波的抑制。首先將輸出方波進行傅里葉分解，對于方波，設(shè)其在時域內(nèi)的表達式為

分別求得傅里葉級數(shù)系數(shù)為

故可得信號的傅里葉級數(shù)為

功率合成時，兩功率橋輸出相同波形，但是相角相差角度φ，即功率橋1和功率橋2的輸出分別為

三次諧波分量

n次諧波分量

通過以上計算可以獲知，可以通過調(diào)整φ來調(diào)整削弱諧波分量，甚至可以通過調(diào)整φ達到完全消除某一次諧波的目的，當(dāng)我們想完全消除3次諧波分量時，需滿足

求解上述超越方程可知

為了求解φ在0～π之間的解，當(dāng)k=-1時，有φ=π/3，即在兩功率橋輸出電壓的相角應(yīng)相差角度為π 3，如圖4所示。

圖4 移相示意圖

依據(jù)以上分析，采用諧波抑制算法后合成的輸出電壓波形中將不含有三次諧波分量，根據(jù)傅里葉分級公式可知高次諧波分量幅值相比于基波和三次諧波，其幅值較小，同時在經(jīng)過濾波器之后，可有效濾除高次諧波分量，從而滿足電源的諧波質(zhì)量要求。

3 搭建發(fā)射機Matlab/Simulink仿真

為驗證技術(shù)原理和參數(shù)設(shè)計合理性和可行性，在Matlab/Simulink仿真平臺中搭建系統(tǒng)平均值模型進行仿真分析，所搭建的仿真模型如圖5所示。

在仿真分析中，對系統(tǒng)的動態(tài)特性和穩(wěn)態(tài)特性分別加以驗證。在Matlab中通過控制S函數(shù)控制模型中3組12個開關(guān)的狀態(tài)，控制建模圖如圖6所示。

圖5 仿真建模圖

圖6 控制建模

可調(diào)直流電源內(nèi)部電路采用的是交錯并聯(lián)的Boost電路，輸出為可調(diào)的直流電壓，單路Boost電路的輸入電流應(yīng)為開關(guān)頻率下的鋸齒波，兩路Boost電路并聯(lián)運行中每一輸入電流為開關(guān)頻率下的鋸齒波，兩路并聯(lián)后輸入電流為二倍開關(guān)頻率的鋸齒波，后級功率橋正常工作，按前述策略輸出階梯波以模擬正弦波電壓，負(fù)載類型為阻感負(fù)載，Boost及功率橋輸出電壓，輸入電流波形如圖7所示。從上到下依次為可調(diào)直流電源輸出電流（A）、單路Boost輸入電流（A）、可調(diào)直流電源輸出電壓（V）。

圖7 阻感負(fù)載時可調(diào)直流電源仿真電壓電流圖

此時變壓器串聯(lián)后輸出電壓波形即為預(yù)期的階梯波，如圖8所示。從上到下依次為為輸出到阻感負(fù)載上時的電流（A）和電壓（V）波形。

如果將感性負(fù)載切掉，只保留純阻性，且阻值較大時，可調(diào)直流電源仍可保持較好的電壓輸出。此時仿真結(jié)果如圖9所示，從上到下依次為可調(diào)直流電源輸出電流（A）、單路Boost輸入電流（A）、可調(diào)直流電源輸出電壓（V）。

此時輸出到負(fù)載上的電壓電流波形如圖10所示。從上到下依次為為輸出到阻性負(fù)載上時的電流（A）和電壓（V）波形。

圖8 阻感負(fù)載時變壓器輸出仿真電流電壓圖

圖9 阻性負(fù)載時可調(diào)直流電源仿真電壓電流圖

圖10 阻性負(fù)載時變壓器輸出仿真電流電壓圖

4 交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)閉環(huán)控制算法設(shè)計

可調(diào)直流電源中，為實現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定且連續(xù)可調(diào)，控制上采用電壓電流雙閉環(huán)控制，其控制框圖如圖11所示。

在此次設(shè)計方案中，為提高功率密度，采用了寬禁帶半導(dǎo)體器件，提高開關(guān)器件的開關(guān)頻率，使得電感充放電時間較短，電感體積明顯減小，但是同時也限制了控制周期的大小，為提高控制性能，減小輸出電壓電流紋波，盡量減小控制周期，為保證在有限時間內(nèi)完成控制算法的計算任務(wù)，對核心控制器的計算能力提出較高要求，傳統(tǒng)嵌入式設(shè)計中，多采用MUC或DSP等串行計算芯片，該類芯片計算能力受到其計算模式的限制，同時只能進行一項計算任務(wù)，少數(shù)高端控制器可進行雙核雙線程計算，但是如果采用CPLD或FPGA等并行計算的控制器，則可實現(xiàn)多線程計算，即可同時進行算法計算、電壓電流采樣、上位機下位機端口通訊、PWM指令發(fā)送等多個任務(wù)，但是并行計算語言，在編程設(shè)計上設(shè)計時序設(shè)計，在電壓電流雙閉環(huán)設(shè)計的算法中進行時序編程設(shè)計，對編程者的要求較高，調(diào)試工作巨大，但為保證設(shè)備整體性能，本方案選用并行計算。

5 結(jié)語

本文引出了研發(fā)基于SiC的甚低頻長波通信系統(tǒng)的重要意義，并詳細(xì)分析了基于SiC MOSFET的功率合成發(fā)射機基本原理。通過理論分析和計算，選型出符合本發(fā)射機電壓電流額定參數(shù)且在市場上已批量在售的SiC MOSFET型號，以及選型出合適的高頻電感和母線電容。并通過Matlab/Simu?link軟件進行仿真，搭建S函數(shù)進行控制，得到了負(fù)載為阻感和純阻性時，可調(diào)直流電源的輸出電壓，輸出電流，單路Boost輸出電流波形，以及串聯(lián)變壓器后的輸出電壓和輸出電流波形，驗證了本文拓?fù)浯罱ê蛥?shù)設(shè)計的合理性。