高升壓比ZVS直流變換器的研究

吳雷 全書海

摘 要： 針對如何提高變換器增益的同時，使變換器具有更高的工作效率，提出一種高升壓比ZVS直流變換器，詳細分析其工作狀態(tài)與原理，在此基礎上對其電壓增益進行推導，討論其ZVS工作條件，特別分析考慮電路寄生參數(shù)影響時變換器的工作情況。發(fā)現(xiàn)該變換器具有如下特點：1） 通過合理設計電路參數(shù)即可實現(xiàn)高升壓變換； 2） 采用兩相交錯并聯(lián)技術，使得輸入電流及輸出電壓紋波頻率變?yōu)殚_關頻率的兩倍； 3） 所有的開關管和輸出二極管都實現(xiàn)了軟開關，減小了電路損耗。最后搭建了一臺 5 KW 實驗樣機，通過實驗驗證了理論分析的正確性。

關鍵詞： 高升壓比；ZVS；兩相交錯

0引 言

BOOST變換器由于結構簡單、易控制、效率高等優(yōu)點，現(xiàn)已廣泛應用于UPS、功率因數(shù)校正、通訊電源等諸多領域。隨著新能源技術不斷發(fā)展，不可再生能源的消耗日益嚴重，使得燃料電池、太陽能等新型能源在電源領域得到廣泛的應用。由于太陽能和燃料電池輸出直流電壓較低，一般為幾十伏到一百來伏之間，不足以為電機、并網(wǎng)逆變器等模塊提供所需的高壓輸入。因此，高效率高升壓比直流變換器在燃料電池等新能源領域中不可或缺。

本文提出的高升壓比ZVS直流變換器，不需要額外增加諧振電路就可以使開關管和二極管工作在ZVS狀態(tài)，即開關管零電壓關斷，二極管零電壓開通，可以很大程度的降低開關損耗，提高變換器的效率和功率密度，并搭建仿真和實物進行原理驗證。

1工作原理

圖1為本文所提出的高升壓比ZVS直流變換器主電路及其各狀態(tài)圖，在分析其工作原理之前做如下假設：1）電容C1、C2取臨界狀態(tài)值且C1=C2，Cout足夠大，輸出電壓保持不變。2）電感 L1與 L2 相等且足夠大，流過的電流連續(xù)；3）所有器件都是理想器件，不考慮寄生參數(shù)等的影響。4）開關占空比D>0.5，有源開關VT1、VT2采用相差180°的相位控制。

開關狀態(tài)1（t0-t1）開關管VT1關斷，VT2導通，輸入電流第一條支路由電源正極經(jīng)電感L2、開關管VT2流向電源負極；第二條支路由電源正極經(jīng)電感L1、二極管D2、VT2給電容C2充電，一部分經(jīng)二極管D2、D4給負載供電，另一部分直接經(jīng)電感L1、電容C1、二極管D3給負載供電，此時的電容C1處于放電狀態(tài)。由于該期間電容C2處于完全充電狀態(tài)，C1處于完全放電狀態(tài)，故開關管VT1可實現(xiàn)零電壓關斷，二極管D4可實現(xiàn)零電壓開通。因為電感取值較大所以可設t0時刻流入電感初值保持不變，L2的電流初始值為I0，則：

（1）

（2）

（3）

（4）

其中根據(jù)功率守恒定律有：

（5）

R為輸出負載電阻阻值，Uout為輸出電壓值。

（a）開關狀態(tài)1狀態(tài)圖

（b）開關狀態(tài)2、4狀態(tài)圖

（c）開關狀態(tài)3狀態(tài)圖

開關狀態(tài)2（t1-t2）開關管VT1、VT2同時導通，輸入電流從電源正極分別流經(jīng)電感L1、L2、開關管VT1、VT2到電源負極，形成兩個閉合回路；同時輸出電容Cout給負載供電維持輸出電壓的穩(wěn)定。此時的開關管兩端電壓為零，電感電流呈線性增長，電容C1、C2及二極管兩端電壓被箝位。由于在t1時刻電感L1的電流剛好減小到零，所以：

（6）

（7）

（8）

開關狀態(tài)3（t2-t3）開關管VT1導通、VT2關斷，輸入電流第一條支路由電源正極經(jīng)電感L1、開關管VT1到電源負極形成一個閉合回路；第二條支路由電源正極經(jīng)電感L2、二極管D1、電容C1的正極、開關管VT1給電容C1充電，與開關狀態(tài)1類似。

（9）

（10） （11）

（12）

開關狀態(tài)4（t3-t4）開關管VT1、VT2又同時導通，電感電流繼續(xù)線性上升，電容C1、C2及二極管又繼續(xù)被箝位。在t4時刻，VT1關斷，開始下一個周期工作，重復之前的各狀態(tài)。

（13）

（14）

（15）

2性能分析

2.1 電壓增益M

普通的兩相交錯并聯(lián)高增益DC＼DC變換器[1]是把升壓電容C1、C2取得足夠大讓其等效成一個電壓源進行分析，直接由輸入電壓加上電感上的壓降和電容上的電壓達到傳統(tǒng)boost變換器的兩倍升壓效果。而本文所研究的是當升壓電容C1、C2不能等效成電壓源時該變換器的增益，電感取值依然可以取的較大值將電感等效為電流源進行分析，流入L1、L2的電流相等為輸入電流的一半，流入電容C1、C2的電流相等為電感L2電流的一半，該時間內(nèi)任意時刻電容C1上的電壓為：

（16）

而

（17）

由（5）可得，

（18）

（19）

故

（20）

由回路2可知：

（21）

由回路1可知：

（22）

將（21）代入有：

（23）

將此式子化簡得，

（24）

即 （25）

由式（26）可知，根據(jù)輸入輸出參數(shù)合理設計電容值，占空比，周期值和負載便可實現(xiàn)高升壓變換，而在本文中將著重介紹如何在實現(xiàn)ZVS的同時實現(xiàn)普通boost變換器的兩倍升壓。該增益M只針對電容C1、C2取小時有效，電容C1、C2取大時不滿足該條件需用另外方法進行推導。

2.2 ZVS實現(xiàn)條件

根據(jù)分析整個周期變換器工作原理可知，要實現(xiàn)ZVS需滿足在t3時刻之前，Uc1要上升到Uout，Uc2下降到零伏；

由圖4等效電路圖結合電容的電荷守恒定律有：

（26）

即 （27）

將（19）、（25）代入（27）可得：

（28）

將（27）代入（25）可得：

（29）

即當電容C1、C2取臨界值 時，變換器剛好可實現(xiàn)為傳統(tǒng)boost變換器的兩倍升壓；若電容C1、C2取值小于臨界值時，可以實現(xiàn)ZVS，但是增益小于兩倍，介于一倍到兩倍之間；若電容C1、C2取值大于臨界值時，開關管VT1、VT2工作在完全硬開關狀態(tài)，升壓比依然為兩倍。

2.3器件電壓電流應力

由于該變換器結構對稱性，開關管電壓電流為單相boost變換器的一半，且能自動實現(xiàn)均流功能，且二極管D1、D2、D3、D4的電流應力為輸入電流的一半，電壓應力均為輸出電壓Uout，與普通高增益變換器相比，其電壓、電流應力都沒有增加。

3實驗研究

為了驗證理論分析的正確性，根據(jù)simulink仿真參數(shù)做了一個5KW樣機進行原理驗證，額定時的實驗參數(shù)如下：輸入電壓Uin=100V；輸出電壓500V；輸出功率5KW，占空比D=0.6；電感L1=L2=0.4mH，電容C1=C2=0.47μF，輸出電容Cout=1000μF。

圖2是該電路在額定條件下穩(wěn)態(tài)時的實驗波形。圖2（a）為開關管VT1、VT2在占空比為0.6相位相差180°的情況下的驅動波形Q1和Q2?？梢钥闯鲈摬ㄐ纬尸F(xiàn)了4種狀態(tài)與前面分析一致。圖2（b）為輸入電壓Uin和輸出電壓Uout的波形圖，可以看出在輸入電壓為100V，占空比為0.6的情況下輸出為500V，升壓比為普通boost的兩倍。圖2（c）為電容C1、C2兩端電壓波形，可以看出電容也呈現(xiàn)出了4種工作狀態(tài)，分別是開關管VT1關閉、VT2導通時，電容C1兩端電壓呈線性下降、C2兩端電壓呈線性上升；開關管VT1、VT2同時導通時，電容C1兩端電壓箝位在0V，電容C2兩端電壓箝位在輸出電壓；開關管VT1導通，VT2關閉時，電容C2兩端電壓呈線性下降、C1兩端電壓呈線性上升；開關管VT1、VT2同時導通時，電容C2兩端電壓箝位在0V，電容C1兩端電壓箝位在輸出電壓。與前面分析的一致。圖2（d）為開關管VT1、VT2兩端電壓波形圖，從圖可以看出在開關管導通時電壓為0V，而關斷時開關管電壓呈現(xiàn)的是緩慢上升，即零壓關斷，可有效減小開關損耗。

（a）開關管VT1、VT2驅動波形

（b）輸入輸出電壓波形

（c）電容C1、C2兩端電壓波形圖

（d）開關管VT1、VT2兩端波形

4結論

本文提出了一種高升壓比ZVS直流變換器，通過對該變換器進行理論分析和搭建實驗樣機進行實驗驗證，相對于普通高升壓電路而言，該電路在實現(xiàn)高升壓的前提下沒有增加額外的電流電壓應力，而且也沒有增加額外的諧振電路，結構簡單，效率較高，易控制。

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