無片上電感的低功耗高線性度CMOS混頻器

文梟鵬，張 為，劉艷艷

(1.天津大學(xué) 微電子學(xué)院，天津 300072；2.南開大學(xué) 電子信息與光學(xué)工程學(xué)院，天津 300071)

0 引 言

以無線傳感器網(wǎng)絡(luò)為支撐的物聯(lián)網(wǎng)技術(shù)在近幾年吸引了學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的廣泛關(guān)注，根據(jù)預(yù)測，到2020年，物聯(lián)網(wǎng)市場規(guī)模將超過1 500億美元，因此物聯(lián)網(wǎng)被認(rèn)為是半導(dǎo)體產(chǎn)業(yè)的下一個增長引擎。無線傳感網(wǎng)絡(luò)節(jié)點需要大規(guī)模分布在森林、河流湖泊、建筑內(nèi)部、以及可穿戴設(shè)備等環(huán)境中，需要滿足小尺寸、低成本、低功耗等關(guān)鍵指標(biāo)。尤其是功耗問題，由于工作在特殊環(huán)境中，電池?zé)o法更換，所以降低功耗、延長電池使用壽命正成為物聯(lián)網(wǎng)大規(guī)模部署的重大挑戰(zhàn)。對于無線傳感器網(wǎng)絡(luò)節(jié)點，無線通信系統(tǒng)消耗了大量的功耗[1]，其中，相對于基帶電路，射頻前端占無線通信系統(tǒng)功耗的比重較大。因此，低功耗射頻技術(shù)逐漸成為射頻電路設(shè)計的關(guān)鍵。

在射頻前端電路中，混頻器(mixer)實現(xiàn)射頻信號和中頻信號的轉(zhuǎn)換，通常級聯(lián)在低噪聲放大器之后。低噪聲放大器作為射頻前端電路的第一級，通常能夠?qū)崿F(xiàn)很小的噪聲系數(shù)和較大的增益，降低了后級混頻器對系統(tǒng)噪聲的貢獻(xiàn)，同時也增大了混頻器的線性工作壓力。因此，在混頻器電路設(shè)計中，線性度是比噪聲更值得關(guān)注的性能[2]。故而設(shè)計適用于無線傳感網(wǎng)絡(luò)的低功耗、高線性度的混頻器是集成電路和物聯(lián)網(wǎng)領(lǐng)域的研究熱點和難點。

輸入三階交調(diào)點(input third-order intercept point,IIP3)是衡量混頻器線性度的一項重要指標(biāo)。國內(nèi)外研究人員在提高混頻器線性度方面已經(jīng)做出了很多努力。文獻(xiàn)[3]采用多柵晶體管技術(shù)，文獻(xiàn)[4]采用負(fù)阻抗技術(shù)，文獻(xiàn)[5]采用二階交調(diào)注入技術(shù)，但這幾種方法都需要增加額外的晶體管，增加了電路的功耗；文獻(xiàn)[6]使用LC諧振技術(shù)，但較大的片上電感增大了芯片的面積。本文基于以上研究成果，設(shè)計了一種低功耗、高線性度吉爾伯特混頻器。

1 混頻器設(shè)計與分析

1.1 電路結(jié)構(gòu)

傳統(tǒng)的雙平衡吉爾伯特混頻器由于其優(yōu)越的端口隔離性能，在無線通信系統(tǒng)中廣泛應(yīng)用。其結(jié)構(gòu)如圖1所示，電路由跨導(dǎo)級(M1～M2)、開關(guān)級(M3～M6)和負(fù)載級RL組成。

本文在傳統(tǒng)吉爾伯特混頻器基礎(chǔ)上，以低功耗、高線性度為目標(biāo)對電路進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計：①跨導(dǎo)級晶體管工作在亞閾值區(qū)；②在跨導(dǎo)級(M1n與M1p，M2n與M2p)采用互補(bǔ)結(jié)構(gòu)，即射頻信號從PMOS與NMOS并聯(lián)輸入；③在跨導(dǎo)管的漏極和互補(bǔ)支路跨導(dǎo)管的柵極之間插入耦合電容C3，C4，在插入節(jié)點形成負(fù)阻抗[2]。電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖1 傳統(tǒng)吉爾伯特混頻器電路圖Fig.1 Conventional Gilbert mixer circuit diagram

圖2 本文提出的混頻器電路Fig.2 Proposed mixer circuit diagram

1.2 低功耗設(shè)計

為降低混頻器功耗，本文提出的混頻器工作電壓為1 V，即通過低電壓的工作方式降低直流功耗。

在低功耗混頻器中，為降低直流功耗，往往將晶體管偏置在亞閾值區(qū)，為保證晶體管仍有較大的跨導(dǎo)，就需要增大寬長比。因此，在開關(guān)管源極形成較大的寄生電容，它的存在惡化了混頻器的線性度。本文提出的混頻器跨導(dǎo)級偏置在亞閾值區(qū)，為降低寄生電容的影響，在電路中增加了交叉耦合電容，在改善線性度的同時并未增加額外功耗。

此外，為解決低功耗帶來的性能損耗問題，本文提出在跨導(dǎo)級采用PMOS/NMOS互補(bǔ)結(jié)構(gòu)，這種結(jié)構(gòu)的改進(jìn)效果包括如下3個方面：①在功耗和增益方面，這是一種電流復(fù)用的跨導(dǎo)提升結(jié)構(gòu)，即輸入信號通過NMOS放大，同時也通過PMOS放大，在不增大晶體管電流的情況下，提高了轉(zhuǎn)換增益；②在噪聲方面，這是一種電流注入結(jié)構(gòu)，PMOS管的直流電流注入NMOS管，減小了開關(guān)級的直流電流，從而減少了開關(guān)級噪聲的貢獻(xiàn)[7]；③在線性度方面，這是改進(jìn)的導(dǎo)數(shù)疊加(derivative superposition, DS)結(jié)構(gòu)，提高了IIP3。即只增加一個晶體管，便同時實現(xiàn)了電流復(fù)用、跨導(dǎo)提升、電流注入以及導(dǎo)數(shù)疊加，從功耗、增益、噪聲、線性度4個不同的方面優(yōu)化了電路性能。

1.3 線性度優(yōu)化設(shè)計

為方便分析，首先介紹混頻器的小信號電路圖。PMOS管和NMOS管的互補(bǔ)結(jié)構(gòu)如圖3a所示，其小信號模型如圖3b所示。PMOS管和NMOS管的小信號模型并無差別，因此，在圖3c中對跨導(dǎo)級的小信號模型做出簡化。其中，gm=gmn+gmp。

圖3 互補(bǔ)結(jié)構(gòu)Fig.3 Complementary structure

經(jīng)過簡化之后的混頻器小信號電路如圖4a所示。開關(guān)管設(shè)定可以理想導(dǎo)通和關(guān)斷，因此從源極看進(jìn)去的阻抗是1/gm3～1/gm6，VX，-VX分別是開關(guān)管M3，M6源極處的小信號電壓，CP是開關(guān)管源極寄生電容。因電路的對稱性，故對其半邊等效電路進(jìn)行分析，如圖4b所示。其中，Z1，Z2，Z3分別是從跨導(dǎo)管柵極、源極、漏極看到的阻抗。

圖4 本文提出的混頻器小信號電路圖及其等效半邊電路Fig.4 Small-signal circuit diagram and its equivalenthalf-circuit of the proposed mixer

跨導(dǎo)管小信號漏電流ids與柵源電壓vgs的Taylor展開關(guān)系為(只展開至三階項)

…

(1)

(2)

(2)式中：RS是源阻抗；|A1(ω)|是從vrf到vgs的傳輸函數(shù)；|H(ω)|是從vrf到ids的三階非線性傳輸函數(shù)；

Δω=ω1-ω2

(3)

|ε(Δω,2ω)|=g3-goB

(4)

(5)

g(ω)=

(6)

Z(ω)=Z2(ω)+jωCgd1[Z1(ω)Z2(ω)+

Z1(ω)Z3(ω)+Z2(ω)Z3(ω)]

(7)

Z1～Z3根據(jù)不同電路的實際情況推導(dǎo)，本文的電路可由文獻(xiàn)[2]的方法推導(dǎo)出

Z1(ω)=(jωCgb1+1/ZC1)-1

(8)

Z2(ω)=0

(9)

Z3(ω)=(gm3+jωC+Y)-1

(10)

(8)～(10)式中：

(11)

(12)

(13)

由(2)式的分母項可知，若想提高IIP3，可以通過減小|ε(Δω,2ω)|來實現(xiàn)。(4)式指出了三階非線性的來源，一是源漏電流的三階非線性，二是由于二次諧波和一次諧波分量相互作用產(chǎn)生的三階非線性干擾。因此，可以通過減小跨導(dǎo)管三階跨導(dǎo)，同時改變各端阻抗以減小二次諧波的影響。

通過(8)～(13)式可知，通過合理地選擇耦合電容C3，C4的值，可以改變Z1和Z3的大小，實現(xiàn)對寄生電容CP的部分抵消，即對于寄生電容起到了負(fù)阻抗的作用，從而減小二次諧波對混頻器三階非線性的作用。

另一方面，根據(jù)(4)式對三階非線性來源的分析，本文提出的互補(bǔ)跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)利用導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)，分別對二階、三階跨導(dǎo)進(jìn)行抵消，實現(xiàn)了從上述兩方面提高IIP3。根據(jù)文獻(xiàn)[9]的指導(dǎo)方法可得，互補(bǔ)結(jié)構(gòu)的輸出交流電流iout對小信號輸入電壓vrf的三階展開式為

(14)

綜上所述，本文提出的混頻器利用改善偏置的PMOS和NMOS導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)，并使用交叉電容耦合，有效地減小了二階、三階非線性，從而在降低功耗的同時改善了線性度。

圖5 PMOS與NMOS的，模擬圖Fig.5 Simulated and curves of PMOS and NMOS

關(guān)鍵參數(shù)參數(shù)值W,L(M1n,M2n)/μm152,0.18W,L(M1p,M2p)/μm200,0.18W,L(M3～M6)/μm130,0.18C3,C4/pF11Vrfn/V0.560Vrfp/V0.460Vlo/V0.800

2 仿真結(jié)果

本文提出的混頻器版圖如圖6所示，在所有的端口添加了靜電保護(hù)電路，混頻器核心電路尺寸為460 μm×190 μm。采用HHNEC 0.18 μm BiCMOS工藝，使用Cadence Spectre RF仿真器進(jìn)行了后仿真。射頻頻率fRF為0.4～3 GHz，本振頻率fLO為fRF-0.02 GHz，即在可變本振頻率的情況下，固定中頻頻率為20 MHz。仿真時本振輸入功率PLO=1 dBm。

本文提出的混頻器主要面向2.4 GHz頻率的物聯(lián)網(wǎng)低功耗工作場景。圖7為本文中混頻器轉(zhuǎn)換增益后仿真結(jié)果，可以看出混頻器在射頻頻率為0.4～3 GHz時實現(xiàn)了6.2～7.6 dB的轉(zhuǎn)換增益，其中，在2.4 GHz頻率下轉(zhuǎn)換增益為7.33 dB。圖8為噪聲系數(shù)后仿真圖，可以看出在射頻頻率0.4～3 GHz噪聲系數(shù)為13.37～16.40 dB，在2.4 GHz頻率下噪聲系數(shù)為15.45 dB，該指標(biāo)能夠滿足一般低功耗場景下的噪聲系數(shù)要求。該電路的噪聲系數(shù)較大，其原因有：①跨導(dǎo)級使用PMOS/NMOS互補(bǔ)結(jié)構(gòu)，雖減小了開關(guān)管的噪聲，但由于PMOS管的使用，引入了額外的溝道電阻熱噪聲；②跨導(dǎo)管偏置在亞閾值區(qū)，其較大的寄生電容增加了混頻器的噪聲系數(shù)。上文提到，混頻器線性度的指標(biāo)相比噪聲更為關(guān)鍵，故在設(shè)計中著重考慮低功耗情況下線性度的改善，犧牲了部分噪聲性能。

圖6 本文提出的混頻器版圖Fig.6 Layout of the proposed mixer

圖7 轉(zhuǎn)換增益仿真結(jié)果Fig.7 Simulated CG of the proposed mixer versus RF frequency

圖9為在射頻頻率為2.4 GHz，本振頻率為2.38 GHz情況下IIP3后仿真結(jié)果，可以看出IIP3為14.96 dBm，由此可知該混頻器具有很好的線性度。同時，該混頻器電源電壓為1 V，直流功耗僅為1.8 mW。

圖8 噪聲系數(shù)仿真結(jié)果Fig.8 Simulated NF of the proposed mixer versus RF frequency

圖9 2.4 GHz頻率IIP3仿真結(jié)果Fig.9 Simulated IIP3 of the proposed mixer with fRF=2.4 GHz

表2為本文中混頻器與近幾年來報道的幾種性能優(yōu)良的混頻器的主要性能參數(shù)對比，與文獻(xiàn)[10]相比，本文提出的混頻器并未使用面積較大的電感，在面積、功耗、線性度方面性能優(yōu)越；與文獻(xiàn)[11]相比，本文的混頻器同樣是無電感結(jié)構(gòu)，并且在增益、噪聲系數(shù)相比擬的情況下，IIP3高出約14.96 dBm，即線性度指標(biāo)上表現(xiàn)突出；與文獻(xiàn)[12-13]相比，本文的混頻器在線性度、功耗、面積上優(yōu)勢明顯。綜上，可以看出，本文中的混頻器實現(xiàn)了低功耗、高線性度，達(dá)到了良好的總體性能。

表2 本文與其他文獻(xiàn)的參數(shù)對比Tab.2 Performance comparison

*后仿真結(jié)果 #測試結(jié)果 &前仿真結(jié)果 DSB:雙邊帶噪聲

3 結(jié) 論

本文針對物聯(lián)網(wǎng)低功耗應(yīng)用場景，在傳統(tǒng)吉爾伯特混頻器電路的基礎(chǔ)上，采用了低電壓、亞閾值等低功耗技術(shù)；跨導(dǎo)級使用PMOS和NMOS互補(bǔ)結(jié)構(gòu)，利用導(dǎo)數(shù)疊加技術(shù)，降低了二階、三階跨導(dǎo)的影響，并通過交叉電容耦合形成負(fù)阻抗，抵消了寄生電容的非線性影響，實現(xiàn)了低功耗情況下的線性度改善。電路后仿真結(jié)果與近幾年文獻(xiàn)對比表明，該混頻器在2.4 GHz頻率下獲得了優(yōu)良的功耗、線性度性能。