一種Boost型/Cuk型DC-DC轉(zhuǎn)換芯片設(shè)計(jì)

黃少卿，李 歡，徐勤媛，羅永波，宣志斌，肖培磊

（中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十八研究所，江蘇無錫 214072）

1 引言

隨著環(huán)境和能源問題的日益突出，太陽(yáng)能、風(fēng)能、燃料電池等可再生能源獲得越來越多的關(guān)注，其中光伏發(fā)電逐漸成為新能源領(lǐng)域的典型代表。太陽(yáng)能具有清潔無污染、用之不竭的優(yōu)勢(shì)，是理想的可再生能源[1]。

在光伏發(fā)電系統(tǒng)中，太陽(yáng)能充放電控制器是不可缺少的一部分，而其主要的組成部分就是DC-DC轉(zhuǎn)換器，將太陽(yáng)能轉(zhuǎn)換為所需要的電壓，通常的做法是采用一個(gè)Boost轉(zhuǎn)換器或一個(gè)Cuk轉(zhuǎn)換器將前級(jí)較低的電壓值轉(zhuǎn)換為較高的電壓值。這兩種轉(zhuǎn)換器在市場(chǎng)上均有應(yīng)用，其中Boost轉(zhuǎn)換器體積小、成本低，被廣泛應(yīng)用，而Cuk轉(zhuǎn)換器具有輸出紋波小的特點(diǎn)，能夠提高系統(tǒng)的抗擾動(dòng)性[2]，是Cuk轉(zhuǎn)換器在高端應(yīng)用環(huán)境中的優(yōu)勢(shì)。為了滿足不同的應(yīng)用環(huán)境，研制出一款既能配置成Boost轉(zhuǎn)換器又能配制成Cuk轉(zhuǎn)換器的DC-DC轉(zhuǎn)換芯片無疑是迫切的市場(chǎng)需求。

文獻(xiàn) [3]介紹了一種傳統(tǒng)的Boost型/Cuk型DC-DC轉(zhuǎn)換芯片，其反饋環(huán)路有3個(gè)輸入端口，通過改變輸入端口的連接方式實(shí)現(xiàn)Boost型轉(zhuǎn)換器和Cuk型轉(zhuǎn)換器之間的兼容，這種情況下使應(yīng)用變得復(fù)雜，弱化了芯片設(shè)計(jì)本身的初衷。因此，本文提出一種全新的單輸入反饋環(huán)路的DC-DC轉(zhuǎn)換芯片，在實(shí)現(xiàn)Boost型轉(zhuǎn)換器和Cuk型轉(zhuǎn)換器兼容的同時(shí)，簡(jiǎn)化應(yīng)用條件，節(jié)約外圍成本。

文章第2節(jié)主要介紹Boost型/Cuk型DC-DC轉(zhuǎn)換芯片的基本工作原理與內(nèi)部結(jié)構(gòu)；第3節(jié)介紹單輸入反饋環(huán)路的原理與電路實(shí)現(xiàn)方式；第4節(jié)介紹整體電路仿真和版圖結(jié)構(gòu)；第5節(jié)給出結(jié)論。

2 Boost型/Cuk型DC-DC轉(zhuǎn)換芯片的基本工作原理與內(nèi)部結(jié)構(gòu)

2.1 轉(zhuǎn)換芯片工作原理

本文介紹的DC-DC轉(zhuǎn)換芯片配置為Boost轉(zhuǎn)換器應(yīng)用如圖1所示。在Boost拓?fù)浼軜?gòu)中通過電感L1傳遞能量使輸出電壓VOUT大于輸入電壓VIN，實(shí)現(xiàn)升壓的效果。輸入電容C1對(duì)外部輸入電壓進(jìn)行濾波，同時(shí)也起到降低EMI的作用，輸出電壓大小取決于反饋電阻R3的值，芯片工作頻率由電阻R1決定，也可通過SYNC端同步外部時(shí)鐘頻率。

圖1 配置為Boost轉(zhuǎn)換器應(yīng)用圖

本文介紹的DC-DC轉(zhuǎn)換芯片配置為Cuk轉(zhuǎn)換器應(yīng)用如圖2所示。在Cuk拓?fù)浼軜?gòu)中輸出電壓與輸入電壓的極性相反，通過電容C5傳遞能量使輸出電壓|VOUT|大于、小于或等于輸入電壓VIN。

圖2 配置為Cuk轉(zhuǎn)換器應(yīng)用圖

通過比較圖1和圖2可以看出，反饋環(huán)路只有一個(gè)輸入端口FB，在Boost架構(gòu)中，通過調(diào)整電阻R3的阻值可實(shí)現(xiàn)輸出電壓的改變，同理在Cuk架構(gòu)中，同樣調(diào)整電阻R3的阻值亦可實(shí)現(xiàn)輸出電壓絕對(duì)值大小的變化。因此芯片在兼容兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的同時(shí)簡(jiǎn)化了外圍應(yīng)用，降低了成本。

2.2 內(nèi)部結(jié)構(gòu)

如圖3所示，Boost型/Cuk型DC-DC轉(zhuǎn)換芯片采用恒定開關(guān)頻率、電流模式控制方式來實(shí)現(xiàn)電源電壓的轉(zhuǎn)換。振蕩器輸出方波的上升沿將觸發(fā)器SR2置位，功率開關(guān)管MM1導(dǎo)通，流過功率管MM1的電流增大，從而在采樣電阻RCS上產(chǎn)生壓降，該壓降與流過功率開關(guān)管的電流成正比，該壓降經(jīng)誤差放大器A3放大后疊加在固定斜坡補(bǔ)償電壓上，疊加后的信號(hào)輸入PWM比較器的正輸入端。當(dāng)該信號(hào)大于PWM比較器負(fù)輸入端的值時(shí)，觸發(fā)器SR2復(fù)位將功率開關(guān)管關(guān)斷。PWM比較器負(fù)輸入端的值取決于誤差放大器A1（或 A2）的輸出。

圖3 DC-DC轉(zhuǎn)換芯片內(nèi)部結(jié)構(gòu)

當(dāng)芯片配置為Boost轉(zhuǎn)換器時(shí)，負(fù)反饋環(huán)路使得FB端電壓為1.215 V左右，從而誤差放大器A2的正輸入端電壓遠(yuǎn)大于負(fù)輸入端電壓（0 V），其輸出為高電平，二極管DD2截止，誤差放大器A2對(duì)VC電壓沒有影響。此時(shí)有一路電流從轉(zhuǎn)換器輸出電壓VOUT經(jīng)過反饋電阻R3后流入FB端口，并通過電阻RR2到地，由于FB端電壓近似為1.215V，因此轉(zhuǎn)換器輸出電壓是：

當(dāng)輸出重載時(shí)，VOUT電壓略微下降，F(xiàn)B端電壓略微低于1.215 V，誤差放大器A1的輸出抬高，由于二極管DD1的作用導(dǎo)致電流源中的電流更多地流入VC節(jié)點(diǎn)中，導(dǎo)致VC電壓抬高，升壓轉(zhuǎn)換器就會(huì)傳輸更多的能量到輸出負(fù)載端。當(dāng)輸出輕載時(shí)，VOUT電壓略微上升，F(xiàn)B端電壓略微高于1.215 V，誤差放大器A1的輸出降低，由于二極管DD1的作用導(dǎo)致電流源中的電流更多地流入誤差放大器A1中，導(dǎo)致VC電壓降低，升壓轉(zhuǎn)換器就會(huì)減少傳輸?shù)捷敵鲐?fù)載端的能量。

當(dāng)芯片配置為Cuk轉(zhuǎn)換器時(shí)，負(fù)反饋環(huán)路使得FB端電壓為0 V左右，從而誤差放大器A1的正輸入端電壓（1.215 V）遠(yuǎn)大于負(fù)輸入端電壓，其輸出為高電平，二極管DD1截止，誤差放大器A1對(duì)VC電壓沒有影響。此時(shí)有一路電流從芯片內(nèi)部經(jīng)電阻RR1后從FB端口流出，并通過反饋電阻R3流入轉(zhuǎn)換器輸出端。因此，轉(zhuǎn)換器輸出電壓是：

當(dāng)輸出重載時(shí)，VOUT電壓絕對(duì)值略微下降，F(xiàn)B端電壓高于地電壓，誤差放大器A2的輸出抬高，由于二極管DD2的作用導(dǎo)致電流源中的電流更多地流入VC節(jié)點(diǎn)中，導(dǎo)致VC電壓抬高，Cuk型轉(zhuǎn)換器就會(huì)傳輸更多的能量到輸出負(fù)載端。當(dāng)輸出輕載時(shí)，VOUT電壓絕對(duì)值略微上升，F(xiàn)B端電壓略微低于地電壓，誤差放大器A2的輸出降低，由于二極管DD2的作用導(dǎo)致電流源中的電流更多地流入誤差放大器A2中，VC電壓降低，Cuk型轉(zhuǎn)換器就會(huì)減少傳輸?shù)捷敵鲐?fù)載端的能量。

3 單輸入反饋環(huán)路主要構(gòu)成

圖4所示為構(gòu)成單輸入反饋環(huán)路重要組成部分的誤差放大器電路。電路主體部分采用雙極型晶體管結(jié)構(gòu)，以獲得較快的響應(yīng)速度，偏置部分采用MOS管結(jié)構(gòu)，提高精確度。正常工作時(shí)，電流源II1的電流流入晶體管QQ1和晶體管QQ2；當(dāng)FB電壓大于1.215 V時(shí)，電流源II1的大部分電流通過晶體管QQ1流入電阻RR5和電阻RR7；當(dāng)FB電壓小于1.215 V時(shí)，電流源II1的大部分電流通過晶體管QQ2流入電阻RR3和電阻RR8。電流源II2的電流流入晶體管QQ3和晶體管QQ4，當(dāng)FB電壓大于地勢(shì)電壓時(shí)，電流源II2的大部分電流通過晶體管QQ4流入電阻RR4和電阻RR8，當(dāng)FB電壓小于地勢(shì)電壓時(shí)，電流源II2的大部分電流通過晶體管QQ3流入電阻RR5和電阻RR7。

合理設(shè)置電流源II1、電流源II2、電流源II3和電流源II4的電流值以及電阻RR3、電阻RR4、電阻RR5、電阻RR6、電阻RR7和電阻RR8的阻值，可實(shí)現(xiàn)電路的功能。例如，電流源II1和II2的電流值設(shè)置為4 μA，電流源 II3和 II4的電流值設(shè)置為 2 μA，電阻 RR3、RR4、RR5和RR6的阻值設(shè)置為20 kΩ，電阻RR7和RR8的阻值設(shè)置為10 kΩ。

在Boost型工作模式下，F(xiàn)B電壓為1.215 V，晶體管QQ3截止，電流源II2的全部4 μA電流通過晶體管QQ4流入電阻RR4和電阻RR8，電流源II1的4 μA電流分別經(jīng)晶體管QQ1（2 μA）和晶體管QQ2（2 μA）流入電阻 RR5、RR7和電阻 RR3、RR8，電流源 II3的 2 μA電流通過晶體管QQ5流入電阻RR5和電阻RR7，電流源II4的2 μA電流通過晶體管QQ6流入電阻RR6和電阻RR8。因此，流過電阻RR8的電流為8μA，流過電阻RR6的電流為 2 μA，流過電阻 RR7的電流為 4 μA，流過電阻RR5的電流為4 μA，晶體管QQ5的發(fā)射極電壓為電阻RR7的壓降（40 mV）與電阻RR5的壓降（80 mV）之和（120 mV），晶體管QQ6的發(fā)射極電壓為電阻RR8的壓降（80 mV）與電阻RR6的壓降（40 mV）之和（120 mV），晶體管 QQ5和晶體管 QQ6發(fā)射極電壓一致，晶體管QQ6集電極電壓VC處于一定的電壓值。

圖4 自適應(yīng)滯環(huán)電壓產(chǎn)生電路

當(dāng)輸出負(fù)載減少時(shí)，F(xiàn)B電壓增大，流過晶體管QQ2的電流減少，PNP晶體管QQ1的電流增大，因此流過電阻RR8的電流減少，VC電壓降低；當(dāng)輸出負(fù)載增加時(shí)，F(xiàn)B電壓減小，流過晶體管QQ2的電流增大，流過晶體管QQ1的電流減小，因此流過電阻RR8的電流增大，VC電壓增大。

在Cuk工作模式下，F(xiàn)B電壓為0 V，晶體管QQ1截止，電流源II1的全部4 μA電流通過晶體管QQ2流入電阻RR3和電阻RR8，電流源II的4 μA電流分別以晶體管QQ3（2 μA）和晶體管QQ4（2 μA）流入電阻RR5、RR7和電阻 RR4、RR8，電流源 II3的 2 μA 電流通過晶體管QQ5流入電阻RR5和RR7，電流源II4的2 μA電流通過晶體管QQ6流入電阻RR6和RR8。因此，流過電阻RR8的電流為8 μA，流過電阻 RR6的電流為 2 μA，流過電阻 RR7的電流為 4 μA，流過電阻RR5的電流為4 μA，晶體管QQ5的發(fā)射極電壓為電阻RR7的壓降（40 mV）與電阻 RR5的壓降（80 mV）之和（120 mV），晶體管QQ6的發(fā)射極電壓為電阻RR8的壓降（80 mV）與電阻 RR6的壓降（40 mV）之和（120 mV），晶體管QQ5和晶體管QQ6發(fā)射極電壓一致，晶體管QQ6集電極電壓VC處于一定的電壓值。

當(dāng)輸出負(fù)載增加時(shí)，F(xiàn)B電壓增大，流過晶體管QQ3的電流減少，流過晶體管QQ4的電流增大，因此流過電阻RR8的電流增加，VC電壓升高；當(dāng)輸出負(fù)載減少時(shí)，F(xiàn)B電壓減小，流過晶體管QQ3的電流增大，流過晶體管QQ4的電流減小，因此流過電阻RR8的電流減少，VC電壓降低。

4 整體電路驗(yàn)證

本文設(shè)計(jì)的Boost型/Cuk型DC-DC轉(zhuǎn)換芯片采用ASMC 0.35 μm 5 V/60 V BCD工藝，用Spectre進(jìn)行仿真，波形見圖5和圖6。其中圖5所示為Boost應(yīng)用架構(gòu)VIN=5 V、VOUT=12 V、IOUT=550 mA典型條件下各主要節(jié)點(diǎn)的波形；圖6所示為Cuk應(yīng)用架構(gòu)VIN=5 V、VOUT=-12 V、IOUT=350 mA典型條件下各主要節(jié)點(diǎn)的波形。

從圖5中可以看出，電路工作在升壓架構(gòu)，電感電流波形為三角波，SW引腳波形為周期性方波，輸出電壓紋波40 mV；從圖6中可以看出，電路輸出電壓極性與輸入電壓極性相反，電感電流波形與開關(guān)波形符合實(shí)際值。

本文設(shè)計(jì)的Boost型/Cuk型DC-DC轉(zhuǎn)換芯片的版圖設(shè)計(jì)結(jié)果如圖7所示，其中邏輯部分在左側(cè)，功率管部分在右側(cè)，兩者通過高壓N阱隔離。芯片面積為1.6 mm×2.0 mm。

圖5 Boost型DC-DC轉(zhuǎn)換芯片仿真波形

圖6 Cuk型DC-DC轉(zhuǎn)換芯片仿真波形

圖7 版圖設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)

該電路流片后進(jìn)行測(cè)試，測(cè)試結(jié)果如圖8和圖9所示。圖8為芯片配置為Boost轉(zhuǎn)換器的實(shí)測(cè)波形，從圖中可以看出，在輸入電壓5 V的條件下，通道一為輸出電壓VOUT的波形，輸出電壓為12 V；通道二為SW引腳波形，SW引腳為頻率為1.24 MHz的開關(guān)波形；通道四為負(fù)載電流Iout的波形，負(fù)載電流550 mA。因此，芯片可配置為Boost轉(zhuǎn)換器，且滿足設(shè)計(jì)要求。

圖8 芯片配置為Boost轉(zhuǎn)換器的測(cè)試波形

圖9所示為芯片配置為Cuk轉(zhuǎn)換器的實(shí)測(cè)波形，從圖中可以看出，在輸入電壓5 V的條件下，通道一為輸出電壓VOUT的波形，輸出電壓為-12 V；通道二為SW引腳波形，SW引腳為頻率為2 MHz的開關(guān)波形；通道四為負(fù)載電流Iout的波形，負(fù)載電流-350 mA。因此，芯片可配置為Cuk轉(zhuǎn)換器，且滿足設(shè)計(jì)要求。

圖9 芯片配置為Cuk轉(zhuǎn)換器的測(cè)試波形

表1 參數(shù)對(duì)比表

5 結(jié)論

本文采用ASMC 0.35 μm 5 V/60 V BCD工藝，設(shè)計(jì)了一款DC-DC轉(zhuǎn)換芯片，通過全新的單輸入反饋環(huán)路使得芯片既可配置為Boost轉(zhuǎn)換器也可配置為Cuk型轉(zhuǎn)換器，簡(jiǎn)化了外部應(yīng)用，節(jié)省了系統(tǒng)成本。仿真結(jié)果表明轉(zhuǎn)換芯片達(dá)到了預(yù)期效果。