熱平衡移相控制策略在雙有源橋DC-DC變換器的應(yīng)用研究

雷濤, 藺子存, 張曉斌, 李龍春

(西北工業(yè)大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院, 陜西 西安 710072)

基于移相控制的DAB DC-DC變換器廣泛應(yīng)用于大中功率的工業(yè)領(lǐng)域。由于其可以僅通過數(shù)字控制策略而實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)控制,降低變換器功率損耗,因而在電動(dòng)汽車、混合動(dòng)力汽車領(lǐng)域以及航空航天電源系統(tǒng)中,這種高效率、高功率密度、寬電壓范圍的DAB DC-DC變換器得到了廣泛應(yīng)用。在中高壓微電網(wǎng)接口裝置中,由于體積小、功率密度高的優(yōu)勢(shì),也逐漸開始使用基于DAB DC-DC變換器的固態(tài)高頻變壓器來替代傳統(tǒng)工頻變壓器實(shí)現(xiàn)電壓等級(jí)的轉(zhuǎn)換。除此之外,其也因電氣隔離、模塊化、雙向?qū)ΨQ結(jié)構(gòu)、能量可雙向傳輸且簡(jiǎn)單易行的控制策略而備受關(guān)注[1-7]。

由于傳統(tǒng)PWM控制方式傳輸功率范圍的局限和較大的電磁干擾,移相控制成為DAB DC-DC變換器最常用的控制策略,其分為單移相(single-phase-shift,SPS)控制、擴(kuò)展移相(extended-phase-shift,EPS)控制、雙重移相(dual-phase-shift,DPS)控制以及三重移相(triple-phase-shift,TPS)控制等[8]。SPS控制是使用最廣泛最常規(guī)的控制方式,但在要求高性能的場(chǎng)合存在很多缺點(diǎn),如控制策略效率低,回流功率較大,開關(guān)器件的應(yīng)力過大的局限性從而實(shí)際應(yīng)用較少,EPS控制、DPS控制以及TPS控制由于其容易實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),較好地解決了功率回流以及提升了動(dòng)態(tài)性能而在工業(yè)領(lǐng)域廣泛應(yīng)用[9-16]。然而,無(wú)論是哪一種先進(jìn)的控制策略,在高頻變壓器一次側(cè)都存在超前橋臂和滯后橋臂,它們的軟開關(guān)情況是不相同的,以至于在變壓器變比k≠1時(shí),負(fù)載率小于0.5時(shí)會(huì)產(chǎn)生開關(guān)管熱損耗的增加,從而降低電路的效率,這是由于在分析DAB DC-DC變換器的軟開關(guān)條件時(shí)忽略了功率Mosfet并聯(lián)緩沖電容(CD1-CD4,CM1-CM4)在橋臂上下管的開通、關(guān)斷瞬間,也就是死區(qū)時(shí)間內(nèi)的充放電情況對(duì)功率Mosfet開通、關(guān)斷的影響。且在輕載條件下,軟開關(guān)范圍縮小,尤其是滯后橋臂的軟開關(guān)條件更為苛刻,在固定條件下滯后橋臂更難實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),從而造成開關(guān)噪聲的增加以及功率器件的熱不平衡,增加了器件的應(yīng)力,減少了電路的壽命[17-18]。文獻(xiàn)[6]著重推導(dǎo)給出在頻域分析DAB變換器ZVS軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件公式,通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析。文獻(xiàn)[9]給出了通過抑制DAB變換器瞬態(tài)直流偏置的方法從而提高可靠性的研究結(jié)果。而在對(duì)功率器件可靠性要求極高的航空航天領(lǐng)域中,傳統(tǒng)的移相控制方法無(wú)法解決在航空電氣系統(tǒng)高壓直流母線與電作動(dòng)類電氣負(fù)載能量可靠流動(dòng)的問題。在降低開關(guān)損耗,利用ZVS或ZCS實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),并增大其實(shí)現(xiàn)范圍,也可實(shí)現(xiàn)降低損耗,但是其分析方法和控制策略較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[18]只是針對(duì)前橋臂是H橋,后橋臂為不控整流橋的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),分析了在輕載情況下的熱應(yīng)力及控制方法的影響,沒有分析DAB變換器工作的情況。文獻(xiàn)[19] 提出了一種混合移相調(diào)制策略在DAB變換器中的應(yīng)用,一定程度上同時(shí)達(dá)到優(yōu)化變換器性能及實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的目的。

本文詳細(xì)分析了開關(guān)橋臂開關(guān)管熱不平衡發(fā)生機(jī)理,在此基礎(chǔ)上提出了一種新型的熱平衡移相控制策略,目的是平衡輕載條件下橋臂開關(guān)損耗,通過2種調(diào)節(jié)模式調(diào)整橋臂的超前、滯后關(guān)系,從而達(dá)到減小功率開關(guān)管應(yīng)力及平衡器件損耗的效果。通過建立以DSP為控制平臺(tái),以ESP控制策略為基礎(chǔ)的DAB DC-DC變換器驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)平臺(tái),經(jīng)過對(duì)最終實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析驗(yàn)證了所提出的控制方法的合理性和正確性。

1 傳統(tǒng)控制策略原理及分析

1.1 傳統(tǒng)控制策略原理

目前廣泛應(yīng)用的單相DAB DC-DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。該變換器包含有前橋和后橋共八個(gè)開關(guān)管,可以通過適當(dāng)?shù)目刂品绞綄?shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)。

圖1 DAB DC-DC變換器拓?fù)鋱D

以EPS控制為例,n<1,控制原理波形如圖2所示。軟開關(guān)的一般實(shí)現(xiàn)方法是設(shè)計(jì)諧振電路使得開關(guān)在導(dǎo)通的瞬間電壓為零(zero voltage switch,ZVS),開關(guān)關(guān)斷的瞬間電流為零(zero current switch,ZCS)。DAB DC-DC變換器本身的橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)就可以實(shí)現(xiàn)ZCS而不需要引入額外的器件。結(jié)合DAB DC-DC變換器的橋式結(jié)構(gòu),實(shí)現(xiàn)ZVS的具體條件是:當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通的時(shí)刻,其反并聯(lián)的二極管處于導(dǎo)通狀態(tài)。具體到電路的情況就是在各個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通之前,回路中的電流通過開關(guān)管的反并聯(lián)二極管進(jìn)行傳輸。由于在開關(guān)管開通的瞬間,其兩端的電壓和二極管的電壓是相等的,因此開通電壓為零,實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。

圖2 EPS控制策略波形圖

文獻(xiàn)[17]分析了DAB DC-DC變換器的3種狀態(tài),其中滿載的情況可以通過文獻(xiàn)[16]所提出的最小回流功率控制策略實(shí)現(xiàn)大范圍內(nèi)的軟開關(guān),然而在輕載范圍內(nèi)則需要具體分析橋臂的諧振放電過程。

1.2 傳統(tǒng)控制策略的軟開關(guān)工作過程分析

在文獻(xiàn)[17]中已經(jīng)對(duì)ESP控制策略下DAB DC-DC變換器的工作模態(tài)進(jìn)行了詳細(xì)的分析,因而本文只針對(duì)并聯(lián)緩沖電容充放電階段,即t0～t0c,t1～t1c,t2～t2c時(shí)段(由于前后半周期對(duì)稱,t3～t3c,t4～t4c,t5～t5c時(shí)段工作狀態(tài)與t0～t0c,t1～t1c,t2～t2c相同,分析省略)模態(tài)分析層面。

1)t0～t0c階段:在t0時(shí)刻,S2關(guān)斷,CD2兩端電壓為0,由于電容電壓不能突變,故S2零電壓關(guān)斷,同時(shí)電感與CD1、CD2產(chǎn)生諧振,CD2充電、CD1放電至t0c時(shí)刻電壓為0。電路中電壓電流關(guān)系由下式表示:

(1)

初始條件uC1(0)=U1,iL(0)=-Ip,C=C1+C2,則:

(2)

2)t1～t1c階段:在t1時(shí)刻,S3關(guān)斷,電感電流流向CD3、CD4支路,CD3充電、CD4放電至t1c時(shí)刻電壓為0,S3零電壓關(guān)斷。同時(shí)電感與CD3、CD4產(chǎn)生諧振。此時(shí)變壓器副邊等效電壓為nU2,電路中電壓電流關(guān)系由下式表示:

(3)

初始條件uC4(0)=U1,iL(0)=-Im,C=C3+C4,則:

(4)

圖3 EPS控制方式下的工作模式(t0～ t0c階段)

時(shí)段(t6)t0～ t0ct0c ～ t1t1～ t1ct1c ～ t'1t'1～ t2t2 ～ t2ct2c ～ t3時(shí)間間隔D1TsD2Ts-D1Ts(π-D2)Ts導(dǎo)通器件S3,VM2,VM3VD1,S3,VM2,VM3VD1,VM2,VM3VD1,VD4,VM2,VM3S1,S4,Q2,Q3S1,S4S1,S4,VM1,VM4 能量傳輸狀態(tài)諧振L→U2U1→U2L→U2諧振L→U2L→U1L→U2L→U1L→U2L→U1諧振U1→LU1→U2

圖4 EPS控制方式下的工作模式(t1～ t1c階段)

圖5 EPS控制方式下的工作模式(t2～ t2c階段)

(3)t2～t2c階段:在t2時(shí)刻,Q2、Q3關(guān)斷,副邊Mosfet并聯(lián)電容CM1、CM2、CM3、CM4所組成的并聯(lián)線路與二次側(cè)電感電流產(chǎn)生諧振,諧振電流使CM1、CM4電感電流流向CD3、CD4支路,CD3充電、CD4放電至t1c時(shí)刻電壓為0,S3零電壓關(guān)斷。同時(shí)電感與CD3、CD4產(chǎn)生諧振。此時(shí)變壓器副邊等效電壓為nU2,電路中電壓電流關(guān)系由下式表示:

(5)

初始條件uC4(0)=U1,iL(0)=Iq,C=C1+C2=C3+C4,uC1(t)=uC4(t)則:

(6)

由圖2可知前半周期在t0～t0c階段,超前橋臂S1、S2動(dòng)作,電感電流為Ip,t1～t1c階段滯后橋臂S3、S4動(dòng)作,電感電流Im

(7)

(8)

在EPS控制策略下,DAB DC-DC變換器的二次側(cè)橋臂開關(guān)信號(hào)是沒有移相角的,因此兩橋臂工作方式正負(fù)對(duì)稱,由(5)式、(6)式可得:

(9)

因而電感電流足以使二次側(cè)橋臂Mosfet并聯(lián)緩沖電容電壓諧振下降到0。

1.3 傳統(tǒng)控制策略的熱不平衡現(xiàn)象機(jī)理分析

對(duì)于DAB DC-DC變換器功率Mosfet的熱損耗主要分為導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗,開關(guān)損耗主要取決于功率Mosfet由開通到關(guān)斷(或關(guān)斷到開通)期間內(nèi),加在其兩端的電壓VDS和通過Mosfet的電流Id決定的[20-22]。功率Mosfet的開通和關(guān)斷損耗可通過以下公式計(jì)算:

(10)

(11)

式中,fs為變換器開關(guān)頻率;ton為Mosfet開通過程所用時(shí)間;toff為Mosfet關(guān)斷過程所用時(shí)間。對(duì)于DAB DC-DC變換器一次側(cè)橋臂在開關(guān)瞬間VDS和Id分別等于此刻直流側(cè)電壓和電流,即:

(12)

針對(duì)DAB DC-DC變換器具體低壓側(cè)Mosfet的一個(gè)開關(guān)周期內(nèi),其產(chǎn)生的熱能可由以下公式計(jì)算:

(13)

式中,LD,LS分別表示Mosfet漏級(jí)、源級(jí)電感;iL(ts)/n表示在開關(guān)周期ts內(nèi)Mosfet中的瞬間電流;Vpk為開關(guān)峰值電壓。

對(duì)于使用散熱器散熱的功率Mosfet,一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)能量從其電能活動(dòng)相對(duì)集中并且產(chǎn)生絕大部分熱能的結(jié)點(diǎn)擴(kuò)散到周圍空氣中的結(jié)-空氣熱阻Rja的計(jì)算公式為:

(14)

式中,Tj和Ta分別表示結(jié)點(diǎn)溫度和環(huán)境溫度;Q為Mosfet總散熱量;Rθjc表示結(jié)-殼熱阻;Rθcs表示殼-散熱器熱阻;Rθsa表示散熱器-空氣熱阻;ΔT表示溫升速率;Psl=Esl(ts)·fs。故有:

(15)

以本文實(shí)驗(yàn)樣機(jī)為例,低壓側(cè)使用IRFP4310z功率Mosfet,LD+LS=5.6 nH,Vpk取56 V,Rja=10.78 ℃/W,可得不同電流負(fù)載下Mosfet的溫升速率曲線如圖6所示。

圖6 電流與溫升速率曲線(IRFP4310z)

結(jié)合1.2節(jié)分析可知DAB DC-DC變換器一次側(cè)橋臂在輕載條件下的開關(guān)波形如圖7所示。超前橋臂與滯后橋臂都工作在硬開關(guān)狀態(tài),但滯后橋臂的開關(guān)損耗比超前橋臂更大,由(10)～(15)式可知滯后橋臂的ΔT大于超前橋臂,因此會(huì)造成器件的熱不平衡現(xiàn)象。

圖7 輕載條件下超前橋臂與滯后橋臂開關(guān)波形

以升壓模式為例,如圖8所示,傳統(tǒng)移相控制方法下低壓側(cè)Q1和Q2作為超前橋臂工作,Q3和Q4作為滯后橋臂。圖9為輕載條件時(shí)(負(fù)載率10%)Q2的工作波形，圖10為負(fù)載率10%時(shí),Q4的工作波形。此時(shí)軟開關(guān)沒有實(shí)現(xiàn),VDS與VGS非零的重疊區(qū)域?qū)е铝碎_關(guān)損耗,并且通過圖9和圖10的比較可得滯后橋臂的重疊區(qū)域相比超前區(qū)域更大,開關(guān)損耗也更大,驗(yàn)證了之前的理論分析。

如圖9、圖10所示,這種不平衡產(chǎn)生的原因不僅是由于在輕載條件下軟開關(guān)的條件的差異導(dǎo)致的,而且由于Mosfet在開通、關(guān)斷時(shí)不同的漏源電壓VDS也導(dǎo)致了功率器件的電壓應(yīng)力有所差異,這與本文之前的理論分析吻合。這種差異導(dǎo)致的超前橋臂與滯后橋臂的實(shí)際熱不平衡如圖11所示,作為滯后橋臂的Q3和Q4相比作為超前橋臂的Q1和Q2熱損耗明顯更高。

圖8 DAB DC-DC變換器低壓側(cè)橋臂示意圖 圖9 輕載條件下(負(fù)載率10%)Q4的工作波形 圖10 輕載條件下(負(fù)載率10%)Q2的工作波形

圖11 超前橋臂與滯后橋臂的熱不平衡(工作5min)

2 熱平衡移相控制策略

2.1 熱平衡移相控制策略原理

圖12為熱平衡移相控制策略的總體控制策略框圖,相比于通常使用的ESP控制策略下的電路設(shè)計(jì),該方案下DSP控制器內(nèi)部的ADC采集輸出電壓信號(hào),與參考信號(hào)生成誤差信號(hào),然后控制器發(fā)出相對(duì)應(yīng)控制信號(hào)作用于PWM控制器來調(diào)節(jié)輸出參數(shù)。與此同時(shí),控制器根據(jù)時(shí)基控制信號(hào)或者溫度反饋信號(hào)發(fā)出控制命令“0”或“1”。控制命令為“0”時(shí):S1、S2(Q1,Q2)作為超前橋臂,S3、S4(Q3,Q4)作為滯后橋臂;控制命令為“1”時(shí):S3、S4(Q3,Q4)作為超前橋臂,S1、S2(Q1,Q2)作為滯后橋臂。其工作模式如下:

1) 模式1——時(shí)基交替控制模式:該模式下,

通過配置TMS320f28335內(nèi)的定時(shí)器,配置交替運(yùn)行的時(shí)間周期,每當(dāng)計(jì)數(shù)器達(dá)到每個(gè)時(shí)間周期的終點(diǎn),控制命令由“0”轉(zhuǎn)換為“1”或者由“1”轉(zhuǎn)換為“0”,轉(zhuǎn)換結(jié)束后計(jì)數(shù)器清零,進(jìn)入新的時(shí)間周期計(jì)數(shù),從而達(dá)到交替改變橋臂的超前、滯后關(guān)系,在本文中設(shè)定的時(shí)間周期為5 ms。

2) 模式2——溫度反饋控制模式:該模式下,需要先分別對(duì)超前、滯后橋臂的功率Mosfet進(jìn)行溫度采樣,隨后根據(jù)采樣結(jié)果進(jìn)行處理后改變系統(tǒng)的控制命令。溫度采樣電路主要由2個(gè)含有相同熱敏電阻網(wǎng)絡(luò)的差分放大器組成,通過求得采樣電壓與基準(zhǔn)電壓的差值進(jìn)行相應(yīng)倍數(shù)的放大后得到DSP采樣的電壓值，這些電壓值分別用來反映橋臂S1,S2(Q1,Q2)和S3,S4(Q3,Q4)的熱損耗情況。當(dāng)Δt≥2℃時(shí),控制命令由“0”轉(zhuǎn)換為“1”或者由“1”轉(zhuǎn)換為“0”,從而達(dá)到功率器件的熱損耗平衡。

圖12 熱平衡移相控制策略框圖

在本文提出的新型熱平衡移相控制策略中,對(duì)控制命令發(fā)出后PWM改變移相關(guān)系的瞬態(tài)過程控

圖13 模式轉(zhuǎn)換時(shí)電路工作波形

制進(jìn)行了優(yōu)化,如圖13b)所示,在控制命令由“0”變?yōu)椤?”時(shí),延長(zhǎng)一個(gè)Ts內(nèi)超前橋臂的開通狀態(tài)D1Ts,與此同時(shí)將滯后橋臂在此時(shí)Ts時(shí)間內(nèi)的開通狀態(tài)縮短D1Ts,從而達(dá)到變壓器一次側(cè)電壓狀態(tài)不變,從而平滑地過度到第2種工作狀態(tài)?？刂泼钣伞?”變?yōu)椤?”的轉(zhuǎn)換方式與此相同。通過該方法,保證了變換器的穩(wěn)定性,進(jìn)一步降低了功率器件的開關(guān)應(yīng)力,提高整個(gè)變換器的效率。

2.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

圖14為實(shí)驗(yàn)所用DAB DC-DC變換器樣機(jī),其相關(guān)參數(shù)如表2所示。圖15為DAB DC-DC變換器熱平衡控制策略的控制方案。其中功率電路部分主要包含2個(gè)全橋電路、1個(gè)功率高頻變壓器和1個(gè)功率電感。采樣及控制電路對(duì)輸入和輸出的電壓信號(hào)進(jìn)行采樣和調(diào)理,將處理過的弱電信號(hào)送入以DSP為核心的控制器中進(jìn)行采樣離散運(yùn)算,并結(jié)合主電路橋臂的溫度測(cè)量信號(hào),控制器處理結(jié)果通過PWM模塊的輸出端口輸出相對(duì)應(yīng)的控制信號(hào),同時(shí)應(yīng)用高速光耦實(shí)現(xiàn)數(shù)字控制信號(hào)與主電路的隔離,利用專用的驅(qū)動(dòng)芯片對(duì)每個(gè)全橋電路中的開關(guān)管進(jìn)行驅(qū)動(dòng)控制。

圖14 DAB DC-DC變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

序號(hào)參數(shù)(升壓模式下)實(shí)際數(shù)值備注 1輸入電壓U2/VDC 28 2輸出電壓U1/VDC 270 3輸出功率P/W750 4開關(guān)頻率fs/kHz50 5功率電感L/μH7.8 6變壓器變比27∶9n=0.33 7一次側(cè)功率MosfetIRFP4310zRDS(on)=4.8 mΩ 8二次側(cè)功率MosfetIPW60R070P6RDS(on)=70 mΩ

圖15 DAB DC-DC變換器控制框圖

圖16為變換器正常升壓模式滿載工作時(shí),輸出波形U1、輸入側(cè)電感前端Uab波形以及電感電流iL。低壓側(cè)輸入電壓U2=28 V,高壓側(cè)輸出電壓U1=270 V,滿載輸出功率750 W,效率93%。具體參數(shù)如表2所示。

圖17為變換器正常升壓模式滿載工作時(shí),改變橋臂超前、滯后關(guān)系時(shí)電路的瞬態(tài)穩(wěn)定情況。當(dāng)控制信號(hào)由“0”變?yōu)椤?”時(shí),原超前橋臂Q1、Q2變?yōu)闇髽虮?原滯后橋臂Q3、Q4變?yōu)槌皹虮?在過程的轉(zhuǎn)換中,功率傳輸基本保持穩(wěn)定運(yùn)行,輸出電壓恒定不變。

圖16 升壓模式滿載出實(shí)驗(yàn)波形 圖17 模式切換輸輸出實(shí)驗(yàn)波形

圖18為本文提出的2種熱平衡移相控制方式與傳統(tǒng)ESP控制在變換器工作在輕載狀態(tài)下(負(fù)載率10%)運(yùn)行5 min后的熱分析圖,圖18a)、圖18b)為傳統(tǒng)ESP控制模式下的工況,滯后橋臂由于諧振電流更接近于零而導(dǎo)致難以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),從而增大了開關(guān)應(yīng)力和損耗。圖18c)為時(shí)基交替模式下(轉(zhuǎn)換周期為5 ms)的發(fā)熱情況,在保證電路平穩(wěn)工作的前提下,比傳統(tǒng)的ESP控制熱損耗下降了很多,超前、滯后橋臂雖然仍有較小的溫差,但已大體解決了熱不平衡問題。圖18d)為溫度反饋控制模式下的發(fā)熱情況,在該控制方式下,超前、滯后橋臂的熱損耗基本達(dá)到平衡。與此同時(shí)通過圖18c)和圖18d)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果,DAB DC-DC變換器在整體損耗也有明顯地下降。

圖18 3種控制策略下的Mosfet熱成像圖

進(jìn)一步地觀察該負(fù)載條件下的軟開關(guān)情況如圖19所示。圖19a)和圖19b)分別為時(shí)基交替控制下和溫度反饋控制下電路的軟開關(guān)情況,可以看出在這2種控制方式下在Uab由0變?yōu)閚V1的時(shí)刻,iL<0,仍然與圖2所示的工作波形保持一致,滿足軟開關(guān)條件。

圖19 熱平衡移相控制下軟開關(guān)情況波形圖

表3和圖20分別是通過對(duì)全負(fù)載范圍內(nèi)的變換器工作效率的測(cè)試結(jié)果表格與折線圖。

表3 3種控制方式下的效率 %

在負(fù)載率較高時(shí),2種熱平衡移相控制方式對(duì)系統(tǒng)的效率提升并不明顯,而在輕載條件下(負(fù)載率小于20%),時(shí)基交替控制與溫度反饋控制方式下的DAB DC-DC變換器的效率有明顯的提升,使用溫度反饋控制方法相比使用時(shí)基交替控制方法時(shí)效率還要略高一點(diǎn)。

圖20 3種控制方式下的效率曲線

3 結(jié) 論

在對(duì)基于雙重移相控制下的DAB DC-DC變換器工作機(jī)理詳細(xì)分析的基礎(chǔ)上,更深一步分析了功率變換器在工作死區(qū)時(shí)間內(nèi)諧振電容放電情況,從而進(jìn)一步分析了輕載條件下DAB變換器的軟開關(guān)情況,在此基礎(chǔ)上分析了DAB變換器開關(guān)管的熱損耗分布機(jī)理,給出熱不平衡產(chǎn)生原因。在原有傳統(tǒng)移相控制策略的基礎(chǔ)上提出一種新型的熱平衡移相控制方案,在時(shí)基控制模式和溫度反饋控制模式下,對(duì)DAB DC-DC變換器的前級(jí)超前橋臂與滯后橋臂進(jìn)行控制,通過優(yōu)化轉(zhuǎn)換過程實(shí)現(xiàn)了變換器的穩(wěn)定運(yùn)行,同時(shí)減小了功率器件的開關(guān)應(yīng)力,在平衡超前橋臂與滯后橋臂溫度的同時(shí)也降低所有功率開關(guān)管的發(fā)熱量,顯著地提高了變換器的效率及其可靠性。這在電動(dòng)汽車、混合動(dòng)力汽車、傳統(tǒng)工業(yè)應(yīng)用領(lǐng)域,尤其是對(duì)器件的耐久度和變換器的可靠性要求更高的航空航天域,都有著很大的理論和工程應(yīng)用意義。