一種寬輸入電壓范圍反激電源的研究與設(shè)計(jì)

李文豪，廖建軍

（中國電子科技集團(tuán)公司第二十四研究所，重慶 400060）

1 引言

當(dāng)下DC/DC開關(guān)電源技術(shù)持續(xù)演變發(fā)展，寬范圍電壓輸入、高壓輸出的小型化開關(guān)電源模組應(yīng)用越來越廣泛，例如軍事應(yīng)用領(lǐng)域的電子對(duì)抗、雷達(dá)探測(cè)、電磁脈沖武器和科研院所機(jī)構(gòu)使用的回旋式電子加速器等，在民用領(lǐng)域諸如機(jī)場(chǎng)、高鐵站、會(huì)議中心等公共場(chǎng)所人員密集區(qū)域的安檢以及各類工業(yè)探傷、醫(yī)療診斷檢測(cè)等方面也有大量應(yīng)用。

本文基于某應(yīng)用場(chǎng)景，需研究設(shè)計(jì)一款特殊環(huán)境下使用的高壓小功率輸出的低成本電源模塊電路。經(jīng)查詢參考資料[1-2]及相關(guān)學(xué)術(shù)文獻(xiàn)，發(fā)現(xiàn)當(dāng)前的研究偏重于高壓大功率領(lǐng)域，對(duì)高壓小功率輸出的研究較少，且多采用直升高壓或倍升高壓等傳統(tǒng)的高壓輸出方式，在本文研究的特定條件下存在一定局限性。

2 電路總體方案

現(xiàn)有開關(guān)電源模組的重量、體積等關(guān)鍵指標(biāo)很大程度上取決于內(nèi)部變壓器，而在固定的轉(zhuǎn)換功率約束條件下，工作頻率的高低直接決定了變壓器的體積和重量大?。ㄝp重）。因此為了獲得更小的體積和更輕的重量，最有效的技術(shù)途徑就是盡力提高變壓器的工作頻率。這就是開關(guān)電源小型化技術(shù)的基礎(chǔ)。

得益于近幾十年來功率電子和集成電路技術(shù)的迅猛發(fā)展，基于MOSFET的開關(guān)電路技術(shù)取得長足進(jìn)步，功率變換拓?fù)浼夹g(shù)愈發(fā)成熟可靠。通常采用提高開關(guān)工作頻率、經(jīng)由變壓器提升電壓，再通過整流濾波的方法來獲取直流高壓。這樣可以減小高壓電源變壓器的體積、重量以及濾波電感、電容的容量，最終實(shí)現(xiàn)高壓電源小型化的目的。

2.1 方案選擇

為獲取直流高壓輸出，通常選用以下幾種方法：

①直升高電壓整流濾波輸出；

②倍升高電壓整流濾波輸出；

③疊加升壓高電壓整流濾波輸出；

④直升高壓與疊加升壓整合輸出。

電路原理如圖1所示，圖中VIN為額定輸入電壓，VO為所需的輸出高壓。依據(jù)輸出功率、驅(qū)動(dòng)負(fù)載等差異化條件，對(duì)應(yīng)選擇不同的方法。本文研究的寬輸入電壓范圍、高壓小電流輸出電源，需要電路本身具備較強(qiáng)的負(fù)載能力，且應(yīng)具備較高的可靠性，故考慮選用方法①或④來實(shí)現(xiàn)。

圖1 高壓輸出變換原理圖

其中，方法①初次級(jí)分別只有一組繞組，變壓器制作方式簡便、易實(shí)現(xiàn)，但由于是采用的直接升壓的方式，一步到位達(dá)到所需的高壓輸出，這就要求后級(jí)整流濾波結(jié)構(gòu)所采用的元器件如肖特基二極管、濾波電容等需承受較大的電壓應(yīng)力，而往往耐壓值較高的二極管和電容器成本較高；并且，如果初次級(jí)壓差較大，變壓器的匝比必然增加，則線圈繞制過程中形成的分布電容、漏電感以及變壓器自身的體積均難以控制。以上提及的不利因素，在設(shè)計(jì)初期就要充分考慮并盡力規(guī)避。

方法④采用了變壓器升壓與電壓疊加整合的模式，實(shí)際上是①、③兩種方式的綜合運(yùn)用，在確保有足夠帶載能力的前提下，又兼顧了小體積的變壓器，且因輸出電壓分段疊加，使得后級(jí)整流濾波結(jié)構(gòu)選用的元器件僅需較低耐壓值即可實(shí)現(xiàn)理想的電性能，充分考慮了電路結(jié)構(gòu)的易實(shí)現(xiàn)性和高可靠性。

2.2 原理闡述

電路總體采用反激拓?fù)洌Ｒ?guī)的反激結(jié)構(gòu)如圖2所示。與傳統(tǒng)的Buck-Boost結(jié)構(gòu)比較可以看出，反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在初次級(jí)之間引入了變壓器，做到電氣隔離，可以確保使用中對(duì)人員的保護(hù)，以此擴(kuò)大了應(yīng)用領(lǐng)域和范圍。

如圖2所示，其工作原理為：寬范圍的輸入電壓通過LC結(jié)構(gòu)進(jìn)行濾波后，經(jīng)由PWM（脈沖寬度調(diào)制）模式控制的功率MOSFET（Q1）進(jìn)行斬波處理，產(chǎn)生具有特定占空比的高頻脈沖，在隔離耦合機(jī)理效應(yīng)作用下，變壓器通過初次級(jí)繞組的配比關(guān)系將電壓由低拉高，再經(jīng)過一次濾波整流后，輸出所需直流電壓。在此過程中，為確保輸出電壓的穩(wěn)定，需引入閉環(huán)負(fù)反饋系統(tǒng)，對(duì)輸出電壓進(jìn)行實(shí)時(shí)采樣，并與設(shè)定值進(jìn)行對(duì)比，將誤差信號(hào)經(jīng)放大器處理后通過光耦隔離傳輸至PWM控制器，調(diào)用后者的內(nèi)部誤差補(bǔ)償機(jī)并調(diào)節(jié)斬波脈沖的占空比，從而調(diào)節(jié)因輸入電壓和負(fù)載波動(dòng)或變化時(shí)產(chǎn)生的輸出電壓隨動(dòng)，以此確保實(shí)際輸出電壓與設(shè)定值趨于收斂和一致，保持系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

圖2 反激變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

3 電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)原理圖如圖3所示。

3.1 雙繞組結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

當(dāng)前，業(yè)界普遍選用TL431作為基準(zhǔn)源來構(gòu)建開關(guān)電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的負(fù)反饋控制環(huán)路，如圖3所示。其基本工作原理是當(dāng)輸出電壓異常變動(dòng)時(shí)，經(jīng)電壓采樣反饋網(wǎng)絡(luò)得到的取樣電平值與TL431內(nèi)部的參考基準(zhǔn)電平2.5 V作對(duì)比，在陰極（K端）產(chǎn)生某個(gè)誤差電平值，使TL431內(nèi)部的等效齊納穩(wěn)壓管的工作電流也同步波動(dòng)，再經(jīng)光電耦合器對(duì)PWM控制器的COMP控制端電壓或電流產(chǎn)生聯(lián)動(dòng)影響，進(jìn)一步使得PWM控制器對(duì)開關(guān)MOSFET（Q1）斬波占空比進(jìn)行調(diào)節(jié)，進(jìn)而穩(wěn)定輸出電壓值。

圖3 電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)原理圖

此類反饋控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單、可靠性高、成本低廉、控制精度好，但局限性在于TL431的可編程控制電壓，即陰極至陽極電壓（VKA）的推薦工作值只有36 V左右，也就是說若開關(guān)電源的輸出電壓超過36 V，則TL431不能被直接用于該反饋控制系統(tǒng)。

根據(jù)電路知識(shí)分析可知，多路低電壓可疊加實(shí)現(xiàn)高電壓，變壓器次級(jí)為雙繞組，與初級(jí)匝比相同，經(jīng)變壓器作能量變換，分別輸出25 V直流電壓，由于是懸浮電平，可直接疊加輸出50 V電壓。如此TL431的陰極和陽極（A端）之間只施加了25 V電壓，未超限值36 V，而分壓電阻直接對(duì)50 V電壓采樣。這就形成了所需的反饋控制環(huán)路結(jié)構(gòu)。

3.2 變壓器設(shè)計(jì)

寬輸入電壓范圍、高壓輸出的開關(guān)電源通常選擇隔離型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以實(shí)現(xiàn)電氣隔離，確保使用人員的人身安全，故變壓器結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)制作及磁心選擇就格外重要。

首要工作是針對(duì)變壓器磁芯的選擇。單端反激變換器拓?fù)漭敵龅墓β蚀笮∨c變壓器磁芯具有強(qiáng)相關(guān)性?？紤]到電路額定輸出功率為5 W，且體積偏小、重量較輕，選用TDK公司的PC40P9/5A磁芯，電感系數(shù)AL選擇160 nH/N2。其次，根據(jù)所需的紋波、效率要素綜合考慮，開關(guān)頻率為250 kHz。最后，需要選擇變壓器初次級(jí)繞組數(shù)量，即決定匝比，初級(jí)為10匝，次級(jí)兩個(gè)繞組均為12匝，并據(jù)此計(jì)算電路實(shí)際工作占空比，見式（1）：

VIN_min為最低輸入電壓18 V，VO_nom為典型輸出電壓，NP為初級(jí)匝數(shù)10，NS為次級(jí)匝數(shù)19，fS為開關(guān)頻率250 kHz，PO_max為最大輸出功率，η是效率指標(biāo)。

磁芯的選擇是否滿足使用條件，通過計(jì)算變壓器的最大磁通增量可得以驗(yàn)證：

其中，勵(lì)磁電流所引致的磁通增量：

式（5）中Ae為變壓器磁芯的有效橫截面積，即16 mm2。

經(jīng)計(jì)算可知，變壓器的最大磁通增量為0.269，遠(yuǎn)低于PC40材料在高溫極限情況下的飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度0.35。故本電路的設(shè)計(jì)選用單端反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，使用PC40P9/5A磁芯能達(dá)到設(shè)計(jì)預(yù)期。

3.3 關(guān)鍵功率器件應(yīng)用

由圖2可知，反激拓?fù)渥詈诵牡墓β势骷ㄩ_關(guān)MOSFET和輸出整流二極管?；赑WM控制器對(duì)MOSFET驅(qū)動(dòng)控制的要求，從耐電壓應(yīng)力的角度考慮一般使用N溝道MOSFET，計(jì)算方法見式（6）：

據(jù)此可計(jì)算得出MOSFET的CE極間電壓值，以選擇符合耐壓要求的器件。另外，MOSFET的導(dǎo)通電阻RDS（on）和柵極電容Qg也需要盡量小，以減小開關(guān)損耗。

另外，因開關(guān)頻率較高，故輸出整流二極管不適合采用普通的功率二極管，肖特基二極管（或快恢復(fù)二級(jí)管）是明智的選擇。當(dāng)然，同樣需要考慮其所能承受的反向耐壓值：

根據(jù)計(jì)算所得值尋求可匹配的器件。與此同時(shí)，正向?qū)〞r(shí)的平均電流最大值和壓降也必須注意，這涉及到所選二極管是否有足夠的過流能力以及自身功耗是否過大的問題。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

針對(duì)以上分析，實(shí)際設(shè)計(jì)了一款實(shí)驗(yàn)電路，圖4為實(shí)驗(yàn)電路版圖。

圖4 實(shí)驗(yàn)電路版圖

圖5為實(shí)驗(yàn)電路的動(dòng)態(tài)負(fù)載波形圖。

圖5 實(shí)驗(yàn)電路動(dòng)態(tài)負(fù)載測(cè)試波形

從波形上看，輸出電壓在恢復(fù)過程中沒有出現(xiàn)明顯振蕩，表明環(huán)路設(shè)計(jì)合理。電路實(shí)測(cè)各參數(shù)指標(biāo)滿足預(yù)期要求，見表1。

表1 實(shí)驗(yàn)電路設(shè)計(jì)值與實(shí)測(cè)值對(duì)比表

由表1指標(biāo)可以看出，本電路尺寸較小，輸入電壓范圍寬，輸出電壓較高，滿載輸出紋波電壓較低，效率要求較高。

5 結(jié)束語

本文基于有限的體積尺寸要求開展電路設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了一種高效率的專用低成本、高可靠小功率電源?；趥鹘y(tǒng)的反激結(jié)構(gòu)并加以拓展，經(jīng)過變壓器計(jì)算，引入雙繞組疊加升壓的思路，極大地降低了成本方案，滿足了寬范圍電壓的輸入及較高電壓的輸出要求，且電路參數(shù)性能和可靠性較為優(yōu)良。綜合運(yùn)用理論計(jì)算和軟件仿真等設(shè)計(jì)手段，確定了主功率回路參數(shù)，選用了適應(yīng)能耗所需的功率器件型號(hào)。通過電路實(shí)測(cè)結(jié)果可知，本文的設(shè)計(jì)方案和思路對(duì)工程實(shí)踐具有較強(qiáng)的指導(dǎo)意義。