全范圍內(nèi)中點電位平衡的三電平變換器調(diào)制策略

姜衛(wèi)東, 王培俠,2, 王金平, 張學威, 翟 飛

(1. 合肥工業(yè)大學電氣與自動化工程學院, 安徽省合肥市 230009;2. 合肥工業(yè)大學(宣城校區(qū))信息工程系, 安徽省宣城市 242000)

0 引言

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展,中點鉗位型三電平變換器(neutral point clamped three-level converter,NPC-TLC)得到了廣泛的關(guān)注[1-2]。由于NPC-TLC具有較低的器件電壓應(yīng)力和較好的輸出諧波特性等優(yōu)點,在低壓電機驅(qū)動、可再生能源、電能質(zhì)量和高壓大功率等領(lǐng)域也得到了日益廣泛的應(yīng)用[3-4]。然而,該拓撲存在一個關(guān)鍵技術(shù)問題,即對中點電位的控制。

NPC-TLC常用的控制中點電位的方法有基于載波的脈寬調(diào)制(carrier-based pulse width modulation,CBPWM)技術(shù)和空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulse width modulation,SVPWM)技術(shù)。文獻[5-6]指出了CBPWM與SVPWM的內(nèi)在聯(lián)系,可通過向CBPWM的調(diào)制波中注入特定的零序電壓實現(xiàn)SVPWM。

文獻[7-8]提出了幾種基于CBPWM的中點電位控制方法。然而,這些方法對負載的功率因數(shù)有很大的依賴性。文獻[9-10]中,針對SVPWM算法,提出了一系列的中點電位平衡方法,但其核心都是通過合理分配冗余矢量的作用時間,使中點電位在一定程度上達到平衡,但無法避免中矢量對中點電位的影響,導(dǎo)致在某些運行區(qū)域中點電位呈現(xiàn)出低頻振蕩。文獻[11-12]針對非連續(xù)脈寬調(diào)制(discontinue pulse width modulation,DPWM)算法提出了相應(yīng)的中點電位平衡算法,但是仍然無法克服中點電位的低頻振蕩問題。因為CBPWM,SVPWM,DPWM算法本質(zhì)的一致性,這3種算法應(yīng)用于高調(diào)制度、低功率因數(shù)場合時,中點電位都會出現(xiàn)低頻振蕩。

為了克服CBPWM或SVPWM的缺點,文獻[13]提出一種虛擬空間矢量脈寬調(diào)制(virtual space vector pulse width modulation,VSVPWM)方法,該方法在NPC-TLC的中點電位控制上表現(xiàn)出了優(yōu)異特性,可在全范圍內(nèi)有效控制中點電位。

文獻[14-15]提出了一種VSVPWM和SVPWM的混合調(diào)制方法,當SVPWM有效控制中點電位時,選擇SVPWM,反之選擇VSVPWM。而調(diào)制度較高、負載功率因數(shù)較低時,VSVPWM的比重超過了80%,因此開關(guān)損耗降低的能力有限。文獻[16]提出了一種變虛擬電壓矢量方法,利用正、負小矢量和虛擬中矢量控制中點電位,在兩電容電壓發(fā)生突變后有效地使兩電容達到平衡。但該方法僅構(gòu)造出有限個虛擬電壓矢量,得到的開關(guān)信號不是最優(yōu)的。文獻[17]證明了當中點電位偏移時,VSVPWM不會在輸出中引入低頻諧波,這也是VSVPWM的優(yōu)點之一。文獻[18]在基于NPC-TLC通用調(diào)制模型的基礎(chǔ)上,研究了VSVPWM載波實現(xiàn)方法,大大簡化了VSVPWM的實現(xiàn)。

盡管VSVPWM在中點電位控制上表現(xiàn)出優(yōu)良的性能,但其開關(guān)損耗比CBPWM和SVPWM的開關(guān)損耗大。因此,本文提出了一種全范圍內(nèi)中點電位平衡的脈寬調(diào)制(full-range neutral point potential balance pulse width modulation,FNPBPWM)方法,且在一個開關(guān)周期內(nèi)只有3次開關(guān)動作。由鉗位方式的不同可以得到4種鉗位模式,通過大量的仿真得到4種模式下中點電位平衡區(qū)域的分布。以開關(guān)損耗最小為依據(jù)選擇確定調(diào)制區(qū)域下的鉗位模式。為了抑制不確定因素對中點電位控制的影響,CBPWM模式下采用零序電壓注入法,非CBPWM模式下采用差模電壓注入法實現(xiàn)中點電位的恢復(fù)控制。

1 NPC-TLC拓撲和調(diào)制模型

1.1 NPC-TLC的拓撲

附錄A圖A1(a)給出了NPC-TLC的拓撲,每相由4個帶有反并聯(lián)續(xù)流二極管的開關(guān)管和2個鉗位二極管組成,直流側(cè)上、下電容C1和C2作為分壓電容。當電容電壓平衡時,uC1=uC2=udc,直流側(cè)全電壓為2udc,為了簡化分析,令udc=1。以電容中點為參考點,當S1和S2導(dǎo)通時,輸出電壓uC1,定義為2電平;當S2和S3導(dǎo)通時,輸出電壓0,定義為1電平;當S3和S4導(dǎo)通時,輸出電壓-uC2,定義為0電平。定義三相電壓為ua,ub,uc;三相輸出電流為ia,ib,ic;當udc=1時,標幺化的三相對稱電壓為:

(1)

式中:ωt為電壓的相位角;m∈[0,1.154 7]為調(diào)制度。

三相電流可以表示為:

(2)

式中:Im為電流的峰值;φ為負載功率因數(shù)角。

在本文中,規(guī)定從逆變器流出為電流正方向。

1.2 帶中點電位平衡的NPC-TLC調(diào)制模型

將式(1)給出的三相電壓按如下方式重新排序:

(3)

式中:umax,umid,umin分別為最大電壓、中間電壓和最小電壓,標記imax,imid,imin分別為umax,umid,umin相對應(yīng)的相電流。

在以下的分析中,令uL1=umax-umid,uL2=umid-umin,uL3=umax-umin。假設(shè)一個開關(guān)周期內(nèi),每相輸出電平不受限制,則基于伏秒平衡原理,NPC-TLC輸出的線電壓和占空比之和可用矩陣表示為:

Gd=H

(4)

式中:

d=[dmax2,dmax1,dmax0,dmid2,dmid1,dmid0,dmin2,

dmin1,dmin0]T

H=[umax-umid,umid-umin,1,1,1]T

dmaxn,dmidn,dminn(n取0, 1, 2)分別表示最大相、中間相和最小相相電壓的n電平的占空比。式(4)給出了NPC-TLC基于伏秒平衡原理的一般調(diào)制模型,從中解出的任何占空比列向量都滿足NPC-TLC的伏秒平衡原理?？紤]到占空比的物理可實現(xiàn),占空比的限定條件為:

0≤dkn≤1

(5)

式中：k取max，mid，min。

因此,NPC-TLC調(diào)制的關(guān)鍵問題在于求解式(4)。式(4)包含5個等式,但有9個未知數(shù),該模型是不完備的,須附加另外的限制條件才可得確定的解。一個開關(guān)周期內(nèi),假設(shè)三相電流的瞬時值不變,中點電位不變的條件是注入中點的三相電流之和為0,即

imaxdmax1+imiddmid1+imindmin1=0

(6)

式(4)和式(5)給出的占空比計算模型是不完備的,還需添加另外的約束條件。

2 CBPWM和VSVPWM的中點電位平衡

2.1 CBPWM在中點電位平衡方面的不足

CBPWM是通過調(diào)制波和載波比較產(chǎn)生PWM序列,附錄A圖A2給出了CBPWM調(diào)制的方法。CBPWM的特點是在一個開關(guān)周期內(nèi)每相均有一次開關(guān)動作,共有3次開關(guān)動作。當三相輸出序列均由0,1電平或1,2電平組成時,只能運用于調(diào)制度較低時,且式(5)恒不能被滿足。所以僅考慮CBPWM的如下3種模式:①電壓最大相和中間相輸出都由1,2電平組成,而電壓最小相輸出由0,1電平組成,稱為CBPWM1模式;②電壓最大相輸出由1,2電平組成,而電壓中間相和最小相輸出都由0,1電平組成,稱為CBPWM2模式。

2.1.1CBPWM1模式

此情形下,對式(4)和式(6)附加的約束條件為:

dmax0=dmid0=dmin2=0

(7)

由式(4)、式(6)和式(7)得各相各個電平的占空比為:

(8)

式中：ucom=-imid(umax-umid)/(2imin)+umid/2。

2.1.2CBPWM2模式

此情形下,對式(4)和式(6)附加的約束條件為:

dmax0=dmid2=dmin2=0

(9)

由式(4)、式(6)和式(9)得各相各個電平的占空比為:

(10)

式中：ucom=imid(umid-umin)/(2imax)+umid/2。

盡管根據(jù)式(8)和式(10)可計算出式(4)的解,但是有的解不滿足占空比的限定條件。當所有占空比均滿足限定條件時,認為CBPWM1或CBPWM2可以實現(xiàn)在一個開關(guān)周期內(nèi)中點電位不變。可根據(jù)占空比的范圍判斷CBPWM1或CBPWM2是否可以實現(xiàn)在一個開關(guān)周期內(nèi)中點電位不變。從式(8)和式(10)可以看出,占空比取決于三相電壓瞬時值和功率因數(shù)角。

圖1給出了CBPWM下,m∈[0,1.154 7],ωt∈[0,2π],φ=0,π/6,π/3,π/2時,CBPWM可實現(xiàn)在一個開關(guān)周期內(nèi)中點電位不變的區(qū)域。其中紅色(對應(yīng)于CBPWM1)和綠色(對應(yīng)于CBPWM2)區(qū)域表示占空比均滿足限定條件,白色區(qū)域表示占空比不滿足限定條件。

由圖1可以看出,當功率因數(shù)為1時,CBPWM在整個運行范圍內(nèi)(m∈[0,1.154 7],ωt∈[0,2π])幾乎都可以實現(xiàn)在一個開關(guān)周期內(nèi)中點電位不變,

除了在m非常接近于1.154 7時。隨著功率因數(shù)的減小,采用CBPWM無法實現(xiàn)一個開關(guān)周期內(nèi)中點電位不變的區(qū)域逐漸變大。在功率因數(shù)為0時,CBPWM在m∈[0,0.577]范圍內(nèi)都可以實現(xiàn)一個開關(guān)周期內(nèi)中點電位不變;但在m∈[0.577,1.154 7]時,CBPWM幾乎都無法實現(xiàn)一個開關(guān)周期內(nèi)中點電位不變。因此CBPWM無法在全功率因數(shù)、全調(diào)制度范圍內(nèi)實現(xiàn)一個開關(guān)周期內(nèi)中點電位不變,中點電位將出現(xiàn)低頻波動。附錄A圖A3的CBPWM實驗結(jié)果驗證了這一節(jié)的理論分析。

圖1 CBPWM調(diào)制時不同功率因數(shù)角下中點電位在一個開關(guān)周期內(nèi)的可平衡區(qū)域Fig.1 Neutral point potential balance region with CBPWM in one switching cycle under different power factor angles

2.2 VSVPWM

由文獻[18]的第4節(jié)式(9)可得在VSVPWM策略下的各相各個電平的占空比為:

(11)

式(11)的占空比與功率因數(shù)無關(guān),且在m∈[0,1.154 7],占空比均滿足限定條件,因此VSVPWM可在全功率因數(shù)、全調(diào)制度范圍內(nèi)實現(xiàn)一個開關(guān)周期內(nèi)中點電位不變,這是VSVPWM的優(yōu)點。附錄A圖A4的VSVPWM實驗結(jié)果驗證了這一節(jié)的理論分析。

VSVPWM在一個開關(guān)周期內(nèi)有4次開關(guān)次數(shù),導(dǎo)致開關(guān)損耗較CBPWM大,這是VSVPWM的主要缺點。VSVPWM的開關(guān)動作見附錄A圖A5(a)的VSVPWM相電壓波形。

3 FNPBPWM調(diào)制策略

3.1 問題的提出

雖然VSVPWM方法可在全功率因數(shù)、全調(diào)制度范圍內(nèi)實現(xiàn)1個開關(guān)周期內(nèi)中點電位平衡,但是電壓中間相會出現(xiàn)2次開關(guān)動作。設(shè)想三相中的某一相被鉗位至某個電平,其他兩相中的一相有2次開關(guān)動作,另一相有1次開關(guān)動作,保證任何1個開關(guān)周期內(nèi),都只有3次開關(guān)動作。FNPBPWM的開關(guān)動作詳見附錄A圖A5(b)的FNPBPWM相電壓波形。在鉗位模式恒滿足式(6)的前提條件下,且考慮到三相電壓必須滿足umax>umid>umin,所以僅存在4種合理的鉗位情況,見附錄A表A1。例如,MAX_PB/MID2表示電壓最大相被鉗位至正母線,電壓中間相有2次開關(guān)動作,電壓最小相有1次開關(guān)動作,其余情況類似。

3.2 不同鉗位模式下占空比的計算

例如MAX_PB/MID2模式,電壓最大相沒有開關(guān)動作,并被鉗位至正母線;電壓中間相有2次開關(guān)動作,輸出由0,1,2電平組成;電壓最小相有1次開關(guān)動作,輸出由0,1電平組成。則附加的約束條件為:

dmax1=dmax0=dmin2=0

(12)

由式(4)、式(6)和式(8)可以得到MAX_PB/MID2模式的占空比,其他模式的占空比計算過程類似,且4種鉗位模式的占空比計算結(jié)果見附錄A表A2。4種鉗位模式所對應(yīng)的PWM序列見附錄A圖A6。

附錄A圖A7—圖A10中的紅色區(qū)域為在不同功率因數(shù)角下,FNPBPWM采用不同模式所得到的占空比滿足限定條件的區(qū)域。因為CBPWM也是在1個開關(guān)周期采用4次開關(guān)動作,所以在模式選擇時也考慮了CBPWM。將圖1和附錄A圖A7—圖A10中各個模式所對應(yīng)的區(qū)域疊加,得到了圖2?？梢钥闯?在任何功率因數(shù)下,FNPBPWM(含CBPWM)可以覆蓋整個m∈[0,1.154 7],ωt∈[0,2π]范圍。因此,綜合選擇FNPBPWM的各個模式也可在全功率因數(shù)、全調(diào)制度范圍內(nèi)實現(xiàn)一個開關(guān)周期內(nèi)中點電位不變。

圖2 不同功率因數(shù)角下FNPBPWM+CBPWM總的模式分布Fig.2 Mode distribution of FNPBPWM+CBPWM under different power factor angles

從圖2可看出,有的區(qū)域存在不止一種模式,因此需要根據(jù)其他指標從多種模式中選擇出一種模式。在本文中,以開關(guān)損耗作為模式選擇的指標。

3.3 模式的選擇

從圖2可知,在所有區(qū)域內(nèi)至少有一種調(diào)制模式可以選擇,有的區(qū)域內(nèi)甚至有3種調(diào)制模式可以選擇,本文中選擇較小開關(guān)損耗的模式。三相總的開關(guān)損耗PSL為每相開關(guān)損耗之和,而每相的開關(guān)損耗與該相電流及開關(guān)次數(shù)有關(guān),即

(13)

式中:fk為1個開關(guān)周期內(nèi)k相的開關(guān)次數(shù),其取決于模式的選擇。

圖3給出了不同功率因數(shù)下,既考慮中點電位平衡又考慮較小開關(guān)損耗時所確定的不同區(qū)域下的模式?？梢钥闯?在功率因數(shù)為1時,只需切換選擇CBPWM1和MIN_NB/MAX2模式;而在功率因數(shù)為零且調(diào)制度較低時,選擇CBPWM1,MIN_NB/MAX2,MAX_PB/MIN2模式,而在功率因數(shù)為零且調(diào)制度較高時,需切換選擇MAX_PB/MID2和MIN_NB/MID2模式;當功率因數(shù)大于0且小于1時,模式選擇規(guī)律相對復(fù)雜,但總是可以確定的。

3.4 功率因數(shù)角的估算

可以看出,調(diào)制模式的分布情況與φ有關(guān)。但是φ往往是未知的或者是變化的,必須在線估計。首先,ua,ub,uc和ia,ib,ic經(jīng)過Clarke變換獲得uα,uβ和iα,iβ。并且當前周期的瞬時功率因數(shù)角φ*(n)的計算方法為:

(14)

圖3 不同功率因數(shù)角下根據(jù)開關(guān)損耗較小確定的模式分布Fig.3 Mode distribution determined by smaller switching loss under different power factor angles

考慮到采樣誤差等因素的影響,需采用迭代遺忘濾波算法。濾波表達式為:

φ(n)=kfφ*(n)+(1-kf)φ(n-1)

(15)

式中:φ(n)為當前周期經(jīng)過濾波后的功率因數(shù)角;φ(n-1)為上一周期經(jīng)過濾波后的功率因數(shù)角;kf為遺忘系數(shù)，一般取值為0.3～0.7。

4 單載波、雙調(diào)制波實現(xiàn)方式

因為CBPWM是采用載波和調(diào)制波相比較以獲得PWM序列,易于實現(xiàn)。因此,本文也采用載波與調(diào)制波比較的方式獲得PWM序列,但實現(xiàn)方法需采用單載波與雙調(diào)制波比較的方式。根據(jù)幾何關(guān)系易得到雙調(diào)制波(uk1,uk2)為:

(16)

單載波與雙調(diào)制波比較后得到2個PWM序列Sk1和Sk2,將其相加可得到該相的整個PWM序列Sk。圖4為FNPBPWM基于單載波、雙調(diào)制波的實現(xiàn)方式。

5 中點電位恢復(fù)算法

盡管FNPBPWM可以在理論上做到在一個開關(guān)周期內(nèi)中點電位無波動,但是由于死區(qū)插入、電流采樣誤差、上下電容值偏差等因素均會影響中點電位的控制。為了抑制這些不利因素的影響,需要討論適合于FNPBPWM調(diào)制方法的中點電位恢復(fù)方法。

圖4 用單載波與雙調(diào)制波比較實現(xiàn)FNPBPWM的方式Fig.4 Way of realizing FNPBPWM by comparison between single carrier and double modulation waves

在本文3.4節(jié)的模式選擇方法中,因考慮到選擇較小的開關(guān)損耗,將CBPWM也作為備選模式之一。因此,中點電位的恢復(fù)算法要分為2種情形,即CBPWM情形和非CBPWM情形。

當ΔuNP=uC2-uC1>0,中點電位應(yīng)降低,中點電位補償電流icmp>0。icmp和中點電位偏移量ΔuNP的關(guān)系可以寫為:

(17)

式中:TS為1個采樣周期。

5.1 CBPWM情形

CBPWM為傳統(tǒng)的NPC-TLC的調(diào)制方法,中點電位恢復(fù)算法的研究較多,一般采用零序電壓注入法[19]。

注入零序電壓后,會改變各相各個電平的占空比。注入零序電壓Δu后,在CBPWM1模式下,占空比變?yōu)?

(18)

式中:dkn′為注入零序電壓后的k相n電平的占空比;Δd為注入零序電壓的補償占空比。

引入的用來恢復(fù)中點電位的平衡電流icmp為:

icmp=-Δd(imax+imid-imin)=2iminΔd

(19)

在CBPWM2模式下,占空比變?yōu)?

(20)

引入的用來恢復(fù)中點電位的平衡電流icmp為:

icmp=-Δd(imax-imid-imin)=-2imaxΔd

(21)

附錄A圖A11(a)的CBPWM對中點電位的恢復(fù)過程驗證了這一節(jié)的理論分析。

5.2 非CBPWM情形

在這種模式下,因為三相中的一相被鉗位至正母線或負母線,因此不能采用零序電壓注入法?？紤]到這種模式下總有一相采用了2次開關(guān)動作,經(jīng)歷了0,1,2這3個電平。下面以MAX_PB/MID2模式為例說明這種情形下的中點電位恢復(fù)方法。

圖5 為了恢復(fù)中點電位,MAX_PB/MID2模式下的占空比調(diào)節(jié)Fig.5 Adjustment of duty cycle under MAX_PB/MID2 mode to recover neutral point potential

按照圖5的方法調(diào)節(jié)電壓中間相的占空比,并保持電壓最大相被鉗位至正母線,電壓最小相的輸出電平和占空比不變。經(jīng)過上述調(diào)節(jié)后,電壓最大相與電壓中間相的線電壓關(guān)系為:

umax′-umid′=2udc-[2udc(dmid2+Δd)+

udc(dmid1-2Δd)+0(dmid0+Δd)]=umax-umid

(22)

式中:umax′和umid′分別為注入零序電壓后的最大相和中間相的相電壓。

因此,按照圖5所示的方式調(diào)節(jié)電壓中間相的占空比,線電壓關(guān)系不變。且經(jīng)過上述方式調(diào)節(jié)占空比,引入的用來平衡中點電位的補償電流icmp為:

icmp=-2Δdimid

(23)

在非CBPWM情形下,總有一相存在2次開關(guān)動作,因此這種方法總是可以實現(xiàn)的。

然后,按照式(13)、式(15)、式(17)和式(19)可以計算出中點電位補償占空比,也可以采用調(diào)節(jié)器來恢復(fù)中點電位,即

(24)

式中:kp為調(diào)節(jié)器比例系數(shù);ix′為具有2次開關(guān)動作的一相對應(yīng)的相電流，例如具有2次開關(guān)動作的一相為中間相,則x′取mid。

附錄A圖A12和圖A13的FNPBPWM對中點電位的恢復(fù)過程驗證了這一節(jié)的理論分析。

6 性能分析

本文主要是從開關(guān)損耗和輸出波形質(zhì)量2個方面評價FNPBPWM,并和CBPWM和VSVPWM進行了對比。

6.1 開關(guān)損耗

不同調(diào)制方法下的傳導(dǎo)損耗基本相等,但開關(guān)損耗有著很大的差別。因此,在分析不同調(diào)制策略的損耗時,開關(guān)損耗是主要的,而傳導(dǎo)損耗可不作考慮[20]。基于文獻[12]中提出的開關(guān)損耗計算方法,在一個基波周期內(nèi),保持相同的相電流峰值,在不同調(diào)制度和功率因數(shù)角下分別計算了FNPBPWM,CBPWM,VSVPWM的開關(guān)損耗,分別命名為PSL,FNPB,PSL,CB,PSL,VSV。附錄A圖A14分別給出了PSL,VSV與PSL,CB,PSL,FNPB與PSL,CB,PSL,FNPB與PSL,VSV的比值。

從附錄A圖14(a)可以看出,在整個調(diào)制度和功率因數(shù)角的范圍內(nèi),VSVPWM的開關(guān)損耗都大于CBPWM。從附錄A圖14(b)中可以看出,在調(diào)制度較低且功率因數(shù)較高時,FNPBPWM的開關(guān)損耗近似等于CBPWM的開關(guān)損耗。這是因為在這一條件下,CBPWM算法既可以保證較低的開關(guān)損耗又可以確保中點電位平衡。這一點可以根據(jù)3.4節(jié)的模式選擇判斷出。在調(diào)制度較低時且功率因數(shù)較低時,FNPBPWM的開關(guān)損耗略小于CBPWM的開關(guān)損耗。這是因為多種模式都可以滿足中點電位的平衡條件,根據(jù)3.4節(jié)的模式選擇方法,選擇了開關(guān)損耗更低的模式。這一點也可以根據(jù)圖3(d)看出。在調(diào)制度較高且功率因數(shù)較高時,FNPBPWM的開關(guān)損耗接近于CBPWM的開關(guān)損耗。在調(diào)制度較高且功率因數(shù)較低時,FNPBPWM的開關(guān)損耗高于CBPWM的開關(guān)損耗。這種條件下,為了達到中點電位的平衡,需一直采用MAX_PB/MID2或MIN_PB/MID2,這一點從圖3(d)可以看出。附錄A圖14(c)給出了FNPBPWM和VSVPWM的比較,可以看出,FNPBPWM的開關(guān)損耗較之VSVPWM的開關(guān)損耗大幅降低,特別是在功率因數(shù)較低且調(diào)制度較低時。

附錄A圖A15給出了在不同調(diào)制度和功率因數(shù)下測量的CBPWM,VSVPWM,FNPBPWM的開關(guān)損耗。對應(yīng)于圖A15中所示不同情形的紅外熱像圖見附錄A圖A16至圖A18,該實驗結(jié)果驗證了本節(jié)的理論分析。

6.2 輸出性能

本文中采用VWTHD來評價輸出電壓波形的諧波特性。VWTHD的定義如下:

(25)

式中:V1和Vh分別為輸出電壓基波和h次諧波的均方根值。附錄A圖A19給出了在中點電位平衡時,不同的調(diào)制方法下VWTHD隨調(diào)制度的變化情況。從圖中可以看出,在調(diào)制度較低(m<0.5)時,4種功率因數(shù)下FNPBPWM的VWTHD近似相等。在調(diào)制度較高(m>0.5)時,隨著功率因數(shù)的逐漸減小,FNPBPWM的VWTHD由接近于CBPWM逐漸向接近于VSVPWM變化。

對于CBPWM,在某些條件下中點電位會出現(xiàn)3倍頻波動,導(dǎo)致輸出線電壓含有5次、7次等低頻諧波分量。相對于高頻諧波分量,低頻諧波分量的影響更為嚴重。在附錄A圖A19中也給出了當中點電位波動量為直流側(cè)電壓的3%時,CBPWM的VWTHD顯然高于VSVPWM和FNPBPWM。

7 實驗驗證

圖6給出了在不同功率因數(shù)和調(diào)制度下,FNPBPWM的穩(wěn)態(tài)實驗結(jié)果。

圖6 FNPBPWM的穩(wěn)態(tài)實驗結(jié)果Fig.6 Results of steady state experiments of FNPBPWM

從圖6可以看出,在各種實驗條件下中點電位都沒有波動。在調(diào)制度較低時,FNPBPWM的相電壓的大致形狀接近于CBPWM相電壓的大致形狀;當調(diào)制度較高時,在有些區(qū)域,1個開關(guān)周期內(nèi)會輸出3個電平,發(fā)生2次開關(guān)動作;在有些區(qū)域,1個開關(guān)周期內(nèi)僅輸出1個電平,不發(fā)生開關(guān)動作,因此開關(guān)損耗較VSVPWM有所降低。

文中涉及的NPC-TLC原型機圖片、實驗波形圖和詳細的圖解說明詳見附錄A圖A20至圖A22。

8 結(jié)語

本文提出的三電平變換器中點電位平衡控制策略的特點是將三相中的某一相鉗位至正母線或負母線,其他兩相中的一相有2次開關(guān)動作,另一相有1次開關(guān)動作,該方法可以使三相總的開關(guān)次數(shù)為3次。在全功率因數(shù)、全調(diào)制度范圍內(nèi),FNPBPWM可以在一個開關(guān)周期內(nèi)實現(xiàn)中點電位不變。以開關(guān)損耗為依據(jù),確定了具體的開關(guān)模式。與VSVPWM和CBPWM方法相比,FNPBPWM在平衡中點電位和減小開關(guān)損耗兩個方面具有顯著優(yōu)點。針對不確定因素對中點電位的影響,文中提出的適合于FNPBPWM的中點電位恢復(fù)算法對中點電位具有較強的控制能力。另外,通過負載功率因數(shù)不變而調(diào)制度改變和負載功率因數(shù)改變而調(diào)制度不變的動態(tài)實驗也充分證明了該方法具有較強的中點電位平衡能力和恢復(fù)能力,具有較高的工程使用價值。在后續(xù)的研究工作中,將會進一步考慮研究降低共模電壓的控制方法。

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。