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    雙選信道下的CPM-FMT聯(lián)合調(diào)制

    2018-10-24 02:28:12
    電訊技術(shù) 2018年10期
    關(guān)鍵詞:誤碼率載波選擇性

    (桂林電子科技大學(xué) 信息與通信學(xué)院,廣西 桂林 541004)

    1 引 言

    交通工具高速通過復(fù)雜的地理環(huán)境時,其與地面間的無線傳輸環(huán)境復(fù)雜,多徑傳播效應(yīng)及多普勒效應(yīng)明顯,信道呈現(xiàn)時間選擇性衰落和頻率選擇性衰落[1],接收信號中存在由多徑傳播引起的碼間干擾及較大的多普勒頻偏。濾波多音(Filtered Multitone,FMT)多載波調(diào)制技術(shù)能有效削弱多徑衰落造成的干擾,且由于子載波頻譜互不重疊,因此子載波對頻率偏差不敏感[2]。在時間頻率雙選擇性衰落信道下,與正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)技術(shù)不同,F(xiàn)MT不需要插入循環(huán)前綴和虛載波,因而具有更高的頻率利用率[3],且FMT誤碼率性能優(yōu)于OFDM[4]。由于FMT采用的濾波器是非理想的,系統(tǒng)的各個子載波不可避免地引入碼間干擾,在雙選擇性衰落信道下,碼間干擾將更嚴(yán)重,同時又會產(chǎn)生子信道間干擾。因此如何有效抑制雙選擇性衰落信道下的干擾,提高FMT系統(tǒng)性能,是FMT在高速移動環(huán)境下應(yīng)用的關(guān)鍵。

    目前針對FMT在高速移動環(huán)境下的研究還比較少。文獻(xiàn)[2]分析對比了時變信道下FMT及OFDM的性能,在輸出端20 dB以上的信干噪比的條件下,F(xiàn)MT最大可容忍8%的載波頻偏,而OFDM的載波頻偏上限是5%。文獻(xiàn)[5]采用一種六邊形時間頻率柵格圖改進(jìn)FMT原型濾波器,在時間頻率雙選擇性衰落信道下,性能比OFDM提高了8 dB,比普通FMT提高了約2 dB。文獻(xiàn)[6-7]提出了一種循環(huán)塊濾波多音調(diào)制方法,采用循環(huán)卷積代替線性卷積改善了原型濾波器,使原型濾波器特性更接近理想的原型濾波器特性,提高了FMT系統(tǒng)的帶內(nèi)帶外能量比,在雙選信道下與OFDM相比,信干比提高了15 dB。文獻(xiàn)[8]提出了一種基于循環(huán)前綴的濾波多音新型調(diào)制方案,通過添加循環(huán)前綴使得FMT獲得頻率分集增益,在雙選擇衰落信道下,相比OFDM系統(tǒng)受頻率偏移影響較小,信干比提高了約5 dB。

    以上這些研究都是通過改進(jìn)原型濾波器的設(shè)計(jì)[5-7]或結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)[8],提高FMT在時間頻率雙選擇性衰落信道下的性能,沒有考慮子載波的調(diào)制方式對FMT通信性能的影響。目前FMT的子載波大多采用無記憶調(diào)制方式,如QPSK、QAM調(diào)制等。連續(xù)相位調(diào)制(Continuous Phase Modulation,CPM)是一種有記憶調(diào)制方式,調(diào)制符號間存在關(guān)聯(lián)性,其解調(diào)利用多個符號間的關(guān)聯(lián)性來完成,這種符號間的相關(guān)性使CPM信號具有一定的編碼增益[9],而且在多載波系統(tǒng)的情況下,CPM幾乎不受峰值與平均功率比的影響[10-11]。對FMT系統(tǒng)而言,如果能根據(jù)FMT信號的特點(diǎn)結(jié)合CPM,必能有效提高其在高速移動環(huán)境下的性能。

    本文將探討雙選擇性衰落信道對FMT系統(tǒng)性能的影響,將CPM方案與FMT相結(jié)合,構(gòu)成一種CPM-FMT聯(lián)合調(diào)制方法。該方法根據(jù)CPM非線性結(jié)構(gòu)的特點(diǎn),在發(fā)射端將CPM映射后的信號進(jìn)行重組,然后進(jìn)行FMT調(diào)制。接收端先進(jìn)行FMT解調(diào),然后進(jìn)行逆重組及CPM解映射,利用CPM調(diào)制符號間的關(guān)聯(lián)性,提高FMT在時間頻率雙選擇性衰落信道下的性能。

    2 FMT系統(tǒng)模型

    FMT是濾波器組多載波傳輸技術(shù)中的一種,其系統(tǒng)的基本模型如圖1所示。

    圖1 FMT系統(tǒng)模型框圖Fig.1 The block diagram of FMT system

    從圖1中可以看出,F(xiàn)MT通過原型濾波器將信道劃分成M個子信道,即把符號周期為T的基帶數(shù)據(jù)Ai(nT)(i=0,1,…,M-1)串并變換到M個子載波上。首先把M個子載波的數(shù)據(jù)分別進(jìn)行K倍內(nèi)插,然后用沖激響應(yīng)為h(k)的原型濾波器進(jìn)行嚴(yán)格限制,再用一組頻率分別為fi=f0+iΔf,Δf=K/MT的子載波進(jìn)行調(diào)制,其中f0為第一個子載波,最后將M路子載波信號疊加后發(fā)送。設(shè)K倍內(nèi)插后的符號速率T/K=1,則發(fā)送端一個周期的符號可簡化為

    (1)

    3 時間頻率雙選擇性衰落信道對FMT系統(tǒng)的影響

    令圖1中的信道為典型的時間頻率雙選擇性衰落信道,其模型可表示為

    (2)

    式中:αp(t)及τp(t)分別為第p條路徑衰落和傳播延遲,Lc表示路徑數(shù),衰落、時延及多路徑數(shù)均隨時間變化。當(dāng)FMT信號經(jīng)過時間頻率雙選擇性衰落信道時,接收端按1/T速率抽取可表示為

    (3)

    式中:n(k)為白噪聲。因此FMT的解調(diào)信號為

    h(k-p-nK)cp(k)g(n′K-k)×

    方竹和桃花結(jié)婚后的第二年夏天,梨花和方竹在大寨河邊不期而遇;方竹站在河南岸,梨花站在河北岸,梨花發(fā)現(xiàn)姐夫方竹后轉(zhuǎn)身就走。但方竹叫住了她。他依舊叫她小妹。他說:“小妹,我只想問你一句話?!崩婊ú宦牐^續(xù)走。“小妹,你為什么不明白我的心呢?”梨花在心里哭泣道:“到底是誰不明白誰的心呀?!”

    ej2π(ik-ip-i′)/M]+ηi′(n′)。

    (4)

    式中:i′=0,1,…,M-1;η(n′)為子信道頻段內(nèi)的噪聲,可表示為

    (5)

    定義變量

    cp(k)g(n′K-k)ej2π(i-i′)k/M×e-j2πip/M] ,

    (6)

    根據(jù)式(6)將式(4)表示為

    (7)

    設(shè)信號經(jīng)過時間頻率雙選擇性衰落信道及原型濾波器后的總延遲為D,當(dāng)i′=i,n=n′-D時,由式(7)得

    (8)

    (9)

    (10)

    (11)

    由式(9)~(11)可見,信道對子載波的基帶調(diào)制信號Ai(ηK)也有著很大的影響,所以選擇一個適應(yīng)信道特性的調(diào)制方式也可以有效提高FMT的性能。

    本文采用有記憶的CPM方案作為FMT子載波的調(diào)制方式,提出CPM-FMT聯(lián)合調(diào)制方法,在時間頻率雙選擇性衰落信道下研究CPM調(diào)制關(guān)聯(lián)長度對FMT系統(tǒng)的影響。

    4 CPM-FMT聯(lián)合調(diào)制方法

    連續(xù)相位調(diào)制既有調(diào)制的功能,又有編碼的特點(diǎn),使其具有抗多徑效應(yīng)的能力[12],其調(diào)制信號的波形為[13]

    (12)

    式中:ε為信號碼元能量;T′為碼間隔寬度;fc為載波頻率;Φ0為初始相位;Φ(t;Iφ)是調(diào)制信號的時變相位函數(shù),可表示為

    (13)

    式中:Iφ∈{±1,±3,…,±m(xù)-1}為發(fā)送的m進(jìn)制符號序列;H為CPM調(diào)制的調(diào)制指數(shù),

    (14)

    式中:l為CPM調(diào)制的關(guān)聯(lián)長度,β因子用于調(diào)整信號的頻譜特性。由于CPM信號本身的非線性結(jié)構(gòu),不能直接對接收信號進(jìn)行離散傅里葉變換[13]。因此,需要將CPM映射后的信號進(jìn)行重組才能與FMT系統(tǒng)結(jié)合。本文提出的CPM-FMT聯(lián)合調(diào)制方法結(jié)構(gòu)如圖2所示,基帶信號經(jīng)過串并轉(zhuǎn)換后進(jìn)行多路CPM映射可得信號[S0(t),S1(t),…,SL-1(t)],對其進(jìn)行如下重組,重組后的信號可表示為

    (15)

    式中:L為CPM的映射組個數(shù)。由式(15)得,F(xiàn)MT的子載波符號長度為CPM映射組個數(shù),F(xiàn)MT的子載波數(shù)為CPM映射后的信號長度。因此,在CPM-FMT聯(lián)合調(diào)制方法中,F(xiàn)MT的子載波數(shù)量M與CPM映射后字符數(shù)N的關(guān)系為

    (16)

    對重組后的信號進(jìn)行FMT調(diào)制,經(jīng)過信道傳輸后,接收端FMT解調(diào)可得信號

    (17)

    對FMT解調(diào)后的信號進(jìn)行逆重組如下:

    (18)

    最后對[R0(t),R1(t),…,RL-1(t)]分別采用維特比譯碼進(jìn)行解映射,恢復(fù)出基帶信息。由于FMT引入了CPM,使FMT系統(tǒng)獲得CPM編碼增益特點(diǎn)。因此,F(xiàn)MT系統(tǒng)解調(diào)時采用簡單的LS信道估計(jì)[14]便可提升系統(tǒng)性能,避免了對每一個子載波進(jìn)行獨(dú)立均衡[15],降低了系統(tǒng)的復(fù)雜度。

    圖2 CPM-FMT系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.2 The block diagram of CPM-FMT system

    5 仿真分析

    仿真參數(shù)設(shè)置如下:QPSK-FMT調(diào)制的子載波數(shù)M=512,內(nèi)插倍數(shù)K=576,子載波調(diào)制方式采用QPSK;CPM-FMT聯(lián)合調(diào)制的子載波數(shù)M=512,內(nèi)插倍數(shù)K=576,子載波采用四進(jìn)制的CPM調(diào)制方式;載波頻率fc=5.8 GHz;符號周期Ts=128 μs;信號帶寬BW=40 MHz;時間頻率雙選擇性衰落信道采用COST-207 RA 6徑信道模型,各路徑的延時為{0,0.1,0.2,0.3,0.4,0.5}μs,各路徑的功率為{0,-4,-8,-12,-16,-20}dB,多普勒頻移為fd=3 223,其相對移動速度約為600 km/h;歸一化多譜勒頻偏Fd=fdTs;QPSK-FMT及CPM-FMT在時間頻率雙選擇性信道下均采用LS信道估計(jì),其中導(dǎo)頻間隔均為4;仿真迭代次數(shù)均為20 000次。

    圖3比較了不同調(diào)制指數(shù)H時CPM-FMT聯(lián)合調(diào)制與QPSK-FMT在高斯白噪聲信道下的誤碼率性能。分析圖3可知,不同調(diào)制指數(shù)的CPM-FMT聯(lián)合調(diào)制方法的誤碼率性能均明顯優(yōu)于QPSK-FMT調(diào)制方法,在誤碼率為10-3時,CPM-FMT性能優(yōu)于QPSK-FMT最大約10 dB。其中,調(diào)制指數(shù)H=2/3時CPM-FMT誤碼率性能最好,選擇合適的CPM調(diào)制指數(shù)也可以提高系統(tǒng)的誤碼率性能。

    圖3 AWGN信道下QPSK-FMT與CPM-FMT性能對比Fig.3 Performance comparison between QPSK-FMT and CPM-FMT in AWGN channel

    圖4比較了CPM-FMT與QPSK-FMT在時間頻率雙選擇性衰落信道下的誤碼率性能。不同關(guān)聯(lián)長度的CPM-FMT誤碼率性能均優(yōu)于QPSK-FMT,在誤碼率為10-3時,最大優(yōu)于約5 dB;且信噪比(Signal-to-Noise Ratio,SNR)大于25 dB后,關(guān)聯(lián)長度為3的系統(tǒng)誤碼率性能優(yōu)于關(guān)聯(lián)長度為1和5。由于CPM-FMT經(jīng)過時間頻率雙選擇性衰落信道,信號受到嚴(yán)重的干擾,破壞了CPM的符號關(guān)聯(lián)性,即CPM-FMT的CPM關(guān)聯(lián)長度不是越大越好,因此選擇合適的CPM關(guān)聯(lián)長度也能提升系統(tǒng)誤碼率性能。

    圖4 時間頻率雙選擇性衰落信道下QPSK-FMT與CPM-FMT性能對比Fig.4 Performance comparison between QPSK-FMT and CPM-FMT in time-frequency selective fading channel

    圖5仿真了CPM-FMT與QPSK-FMT在歸一化多普勒頻偏Fd=0.1、Fd=0.2及Fd=0.5時的誤碼率性能。由圖可知,QPSK-FMT在Fd=0.2、Fd=0.5時出現(xiàn)了地板效應(yīng),由此可得多譜勒頻偏對其 性能的影響十分明顯;而CPM-FMT在SNR小于30 dB時,3種不同多普勒頻偏下的性能曲線幾乎重合;在SNR大于30 dB后,誤碼率才隨著多普勒頻偏增大而略有下降,這表明CPM-FMT對多普勒頻偏具有更好的穩(wěn)健性。

    圖5 歸一化多普勒頻率為0.1、0.2和0.5的雙選擇性衰落信道下QPSK-FMT與CPM-FMT性能對比Fig.5 Performance comparison between QPSK-FMT and CPM-FMT in doubly selective channel with normalized doppler spread of 0.1,0.2 and 0.5

    6 結(jié)束語

    針對在時間頻率雙選擇性衰落信道下碼間干擾及子信道間干擾使得FMT系統(tǒng)性能下降的問題,本文提出了一種CPM-FMT聯(lián)合調(diào)制方法,利用CPM調(diào)制符號間的關(guān)聯(lián)性提高系統(tǒng)性能。現(xiàn)有的研究多是通過改進(jìn)FMT原型濾波器的設(shè)計(jì)來抑制干擾,然而子載波的調(diào)制方式對FMT性能也有著重大的影響,所提CPM-FMT是將有記憶調(diào)制CPM引入到FMT子載波調(diào)制中,結(jié)合了兩者的優(yōu)點(diǎn)。仿真結(jié)果表明,在高斯白噪聲信道和時間頻率雙選擇性衰落信道下,CPM-FMT的誤碼率性能均優(yōu)于傳統(tǒng)QPSK-FMT,且CPM-FMT對多普勒頻偏具有良好的穩(wěn)健性。因此,CPM-FMT聯(lián)合調(diào)制方法可應(yīng)用于飛機(jī)、高鐵等高速移動環(huán)境下的寬帶無線傳輸系統(tǒng)。今后可繼續(xù)研究保持CPM-FMT系統(tǒng)性能前提下,改進(jìn)接收檢測方法以進(jìn)一步降低系統(tǒng)復(fù)雜度,促進(jìn)CPM-FMT系統(tǒng)應(yīng)用。

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