共口徑雙波段波導(dǎo)縫隙陣列天線設(shè)計技術(shù)

高志國, 王 偉, 劉 涓

(1. 北京遙感設(shè)備研究所, 北京 100854; 2. 中國航天科工集團第二研究院, 北京 100854)

0 引 言

隨著精確制導(dǎo)技術(shù)的不斷發(fā)展,多模復(fù)合制導(dǎo)技術(shù)得到了廣泛應(yīng)用。雙波段復(fù)合雷達較常規(guī)雷達具有更高檢測概率,更高角跟蹤精度和更強的抗干擾性能。作為其關(guān)鍵技術(shù),共口徑雙波段天線的研究和設(shè)計在國內(nèi)外備受關(guān)注。目前的共口徑雙波段天線實現(xiàn)方式主要有微帶交織[1-22]、反射面天線[23-24]、波導(dǎo)縫隙陣[25-30]3種。微帶交織結(jié)構(gòu)靈活,可用條形貼片交織[1-11]、條形槽交織[12-14]、環(huán)形貼片交織[15-18]、環(huán)形槽交織[19]、十字貼片交織[20-21]、十字形槽交織[22-24]等,但是微帶損耗大、效率低,互耦較強無法解算導(dǎo)致很難實現(xiàn)低副瓣,不能承受高功率。共口徑雙波段反射面天線[23-24]的缺點是共用一個反射面,只能優(yōu)先保證一個波段性能,另一個波段輻射效率較低,性能指標欠佳,而且天線高度較高,轉(zhuǎn)動慣量大。文獻[23]中高頻段效率50%,低頻段效率只有15%。文獻[24]中Ku波段副瓣為-20 dB,X波段副瓣為-13 dB。文獻[25]設(shè)計了一種毫米波雙頻正交極化波導(dǎo)縫隙陣,由窄邊波導(dǎo)縫隙陣和寬邊波導(dǎo)縫隙陣間隔排布組成,工作于30 GHz和35 GHz兩個毫米波頻段,這種形式兩個波段極化正交,無法用于雙波段同極化天線。文獻[26]設(shè)計了一種由波導(dǎo)縫隙陣和微帶貼片天線實現(xiàn)的Ku/X雙波段共口徑單脈沖天線,Ku波段副瓣-22 dB,X波段副瓣-9 dB。文獻[27]設(shè)計了一種由波導(dǎo)縫隙陣和微帶偶極子實現(xiàn)的Ku/C雙波段共口徑單脈沖天線,Ku波段副瓣-24 dB,C波段副瓣-14.5 dB。這兩種復(fù)合形式[26-27]中微帶貼片和微帶偶極子的功率容量有限,無法用于大功率導(dǎo)引頭,且互耦無法解算較難實現(xiàn)低副瓣。目前由縫隙陣實現(xiàn)的共口徑雙波段天線[28-30]都是上下分層結(jié)構(gòu),高波段波導(dǎo)在上層,低波段波導(dǎo)在下層,如圖1所示,其缺點是下層低波段天線受上層高波段天線遮擋影響,導(dǎo)致低波段天線較難實現(xiàn)低副瓣,而且其駐波帶寬很窄。本文提出的這種新型共口徑雙波段天線,是通過將壓縮寬度的高窄脊波導(dǎo)同層間隔排布的方式實現(xiàn)了共口徑雙波段,克服了上述幾種天線的缺陷。通過優(yōu)化低波段縫隙陣H面間距的設(shè)計方法降低了兩個波段的相互干擾,最終在兩個波段都實現(xiàn)高性能。

圖1 由縫隙陣實現(xiàn)的共口徑雙波段天線Fig.1 Co-aperture dual-band waveguide slot array antenna

1 天線結(jié)構(gòu)布局設(shè)計

天線基本結(jié)構(gòu)如圖2、圖3所示。兩個波段的脊波導(dǎo)同層間隔排布,每隔兩條高波段脊波導(dǎo)排布一條低波段脊波導(dǎo)。這種結(jié)構(gòu)可以避免已有的文獻[28-31]中兩個波段上下排布相互遮擋的問題。出于結(jié)構(gòu)排布的要求,脊波導(dǎo)被充分壓縮成高窄的脊波導(dǎo),波導(dǎo)壁厚0.5 mm。E面單元間距排布,按照低波段是高波段的兩倍的原則,在保證不出柵瓣的情況下盡量拉大。

圖2 共口徑雙波段縫隙陣天線示意圖Fig.2 Co-aperture dual-band waveguide slot array antenna schematic

圖3 雙波段脊波導(dǎo)示意圖Fig.3 Dual-band ridge waveguide cross section

波導(dǎo)內(nèi)微波傳輸衰減常數(shù)計算公式[31]為

(1)

式中,f為工作頻率,單位為GHz;f0為截止頻率;a為波導(dǎo)寬度;b為波導(dǎo)高度。

由式(1)可知,減小波導(dǎo)尺寸比值b/a,衰減增大。根據(jù)脊波導(dǎo)等效a、b邊尺寸計算本文中脊波導(dǎo)的衰減常數(shù),Ku波段衰減增加0.7 dB/m,Ka波段衰減增加1 dB/m,通過輻射波導(dǎo)最大傳輸路徑,可算出Ku波段衰減增加約0.07 dB,Ka波段增加約0.1 dB。波導(dǎo)壓縮后也會降低波導(dǎo)擊穿功率,但其擊穿功率仍有幾十kW,遠大于小型雷達工作功率。

2 天線理論分析

2.1 陣面輻射縫隙設(shè)計

波導(dǎo)縫隙陣列天線具有結(jié)構(gòu)緊湊、機械強度好、饋電損耗低、輻射效率高、功率容量大和可靠性高等優(yōu)點,在雷達和微波通信系統(tǒng)中獲得了廣泛應(yīng)用。縫隙陣輻射縫隙間的互耦可以精確解算,因此可以使每個輻射單元精確實現(xiàn)其幅相分布,獲得需要的方向圖。

對于單模的脊波導(dǎo)縫隙陣設(shè)計,由Elliott關(guān)于脊波導(dǎo)縫隙面陣的3個基本公式(式(2)～式(4))建立輻射縫隙面陣的求解方程組[32]，即

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通過縫隙參數(shù)提取可以計算脊波導(dǎo)輻射縫隙的諧振長度曲線和導(dǎo)納曲線,通過方向圖綜合可以得到陣面電壓分布。已知縫隙諧振長度曲線、導(dǎo)納曲線和電壓分布,數(shù)值迭代求解上面的方程組,可以獲得脊波導(dǎo)輻射縫隙的結(jié)構(gòu)參數(shù)。分別對兩個波段求解就可以得到整個雙波段天饋的初始陣面輻射縫隙參數(shù)。

2.2 相互干擾對方向圖的影響

共口徑雙波段天線將兩個波段的脊波導(dǎo)縫隙陣集成到一個口徑內(nèi),相互間的互耦較強,尤其是當兩個天線的極化相同時,互耦對電性能的影響更加嚴重。本文以Ka/Ku共口徑雙波段天饋為例來分析兩個波段天線的相互干擾問題,此設(shè)計方法適用于所有類似倍頻關(guān)系天線的設(shè)計。

波導(dǎo)具有“高通”傳輸屬性,低于其截止頻率的微波不能在其內(nèi)部傳輸。一般而言,低頻Ku波段的微波信號,不能耦合入Ka波段脊波導(dǎo)內(nèi)。Ku波段天線工作時,Ka波段輻射縫隙產(chǎn)生的寄生耦合輻射非常小。因此,Ka波段天線對Ku波段天線的性能影響很小,設(shè)計時可以不予考慮。

但是,當Ka波段天線工作時,Ku波段天線縫隙上的耦合電場強度與Ka波段縫隙電場強度相當,而且Ku波段縫隙長度約為Ka縫隙長度的兩倍,Ku波段天線縫隙會對Ka波段天線縫隙造成周期性干擾,導(dǎo)致Ka波段天線方向圖遠區(qū)副瓣大幅抬高,形成二階瓣,此二階瓣的出現(xiàn)大大降低天線的各項性能,如圖4所示。

圖4 未考慮Ku波段干擾時Ka波段天線仿真方向圖Fig.4 Ka-band antenna simulation pattern without consideration of Ku-band interference

下面分析當Ka波段縫隙陣天線工作時,Ku波段縫隙上激發(fā)的電場。脊波導(dǎo)輻射縫隙上的縫電壓由3部分組成,表示為

(7)

(8)

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式中,gmn為互耦因子,其兩重積分分別在縫隙m、縫隙n各自的坐標系中進行,R、R1、R2是圖5中所示的縫隙間距離。

由式(8)、式(9)可知,Ku天饋縫隙上的耦合電場是由其自導(dǎo)納、Ka天饋縫隙電壓、Ku天饋縫隙與Ka天饋縫隙的相對位置決定的,可以通過改變兩者的相對位置關(guān)系來降低Ku天饋縫隙上的電場。Ku天饋縫隙與Ka天饋縫隙在E面方向的相對位置由于結(jié)構(gòu)關(guān)系,無法更改。Ku天饋縫隙與Ka天饋縫隙在H面方向的相對位置可以通過調(diào)節(jié)Ku天饋H面方向縫隙間距來調(diào)節(jié)。

通過優(yōu)化Ku波段縫隙H面的間距后,根據(jù)式(2)～式(4)重新迭代設(shè)計共口徑雙波段縫隙陣各參數(shù),其Ka波段的方向圖副瓣明顯改善,如圖6所示,仿真結(jié)果顯示遠區(qū)二階瓣消失。

圖5 計算縫隙互耦的幾何關(guān)系Fig.5 Geometry of slots during calculating mutual coupling

圖6 優(yōu)化Ku縫隙間距后Ka天線仿真方向圖Fig.6 Ku-band antenna simulation pattern after optimization of Ku-band slots spacing

2.3 相互干擾對匹配的影響

由脊波導(dǎo)縫隙陣設(shè)計的式(4),可知當脊波導(dǎo)縫隙的總有源導(dǎo)納為1或2時(端饋為1,中心饋電為2),達到端口匹配。 共口徑雙波段縫隙陣中,當Ka波段縫隙陣工作時,Ku波段的縫隙也會形成電場分布,可看作工作在高次模的寄生縫隙。因此,Ka波段輻射縫隙的有源導(dǎo)納,不但受Ka波段輻射縫隙間的互耦影響,還受到Ku波段輻射縫隙的影響。式(3)中的MCmn計算公式為

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圖7為計算Ka波段縫隙有源導(dǎo)納特性的模型,模型中2條Ku脊波導(dǎo)縫隙陣夾雜在5條Ka脊波導(dǎo)縫隙陣之間,每條Ka波段脊波導(dǎo)一端都有一個饋電端口,端口與最近的Ka縫隙中心距離為λgka/2。Ka脊波導(dǎo)另一端短路,短路與最近的Ka縫隙中心距離為λgka/4。Ka波段縫隙之間的距離為λgka/2,滿足駐波陣工作條件。Ku縫隙間距,采用優(yōu)化后對Ka方向圖影響最小的間距。Ku縫隙縫長采用Ku波段自由空間半波長λ0ku/2,Ku縫隙偏置選用Ku波段縫隙陣的平均偏置。Ka縫隙都用相同的偏置dx和縫長Lslot,在不同的縫隙偏置下,在半波長附近參數(shù)掃描縫長。

圖7 仿真計算Ka波段縫隙有源導(dǎo)納特性的模型Fig.7 Simulation model for calculating K-band slot active admittance

根據(jù)波導(dǎo)縫隙匹配理論,在檢測端口的Y矩陣參數(shù)可以等效于距測試端口λg/2出的輻射縫隙的Y矩陣參數(shù),在諧振時,縫隙的等效導(dǎo)納為實數(shù)。因此,Im(Y(11))=0時,縫隙諧振,此時的縫隙長度為縫隙偏置dx情況下的諧振長度,此時的導(dǎo)納即為同一條脊波導(dǎo)上所有縫隙的有源導(dǎo)納和。同一條脊波導(dǎo)上的縫隙是并聯(lián)關(guān)系,可假設(shè)相同偏置下其有源導(dǎo)納相等,因此單個縫隙歸一化有源導(dǎo)納計算式為

(11)

式中,Y11為端口導(dǎo)納;Z0為脊波導(dǎo)特征阻抗;N為同一條波導(dǎo)上的縫隙數(shù)。

通過dx和Lslot的參數(shù)掃描,即可得到縫隙的諧振長度曲線和歸一化有源導(dǎo)納曲線。對圖7中不同條脊波導(dǎo)上的縫隙,分別計算可得出包含Ku波段影響的Ka波段縫隙諧振長度曲線和歸一化有源導(dǎo)納曲線,與不包含Ku波段影響的Ka曲線對比,如圖8和圖9所示。發(fā)現(xiàn)在Ku波段的影響下,Ka波段縫隙有源導(dǎo)納增大,諧振長度也略有變化。采用包含Ku波段影響的曲線,開展共口徑雙波段天線中Ka波段脊波導(dǎo)縫隙陣的設(shè)計,可以消除Ku波段耦合干擾帶來的駐波失配問題。

圖8 不同位置波導(dǎo)上縫隙的有源導(dǎo)納曲線Fig.8 Active admittance curves of slots at different locations

圖9 不同位置波導(dǎo)上縫隙的諧振長度曲線Fig.9 Resonant length curves of slots at different locations

3 天線主要性能指標仿真結(jié)果

對Ku/Ka共口徑雙波段波導(dǎo)縫隙陣列天線進行建模仿真,仿真模型如圖10所示。Ku波段仿真結(jié)果如圖11和圖12所示,駐波在200 MHz帶寬內(nèi)小于1.35,E面副瓣小于-25.2 dB,H面副瓣小于-28.3 dB,增益為28.7 dB。Ka波段仿真結(jié)果如圖13和圖14所示,駐波在400 MHz帶寬內(nèi)小于1.8,E面副瓣小于-26.1 dB,H面副瓣小于-27.8 dB,增益為34.5 dB。

圖10 Ku/Ka共口徑雙波段波導(dǎo)縫隙陣天線仿真模型Fig.10 Ku/Ka co-aperture dual-band waveguide slot antenna simulation model

圖11 Ku波段駐波仿真結(jié)果Fig.11 Ku-band antenna standing wave simulation results

圖12 Ku波段方向圖仿真結(jié)果Fig.12 Ku-band antenna pattern simulation results

圖13 Ka波段駐波仿真結(jié)果Fig.13 Ka-band antenna standing wave simulation results

圖14 Ka波段方向圖仿真結(jié)果Fig.14 Ka-band antenna pattern simulation results

4 天線主要性能指標測試結(jié)果

按照仿真模型進行生產(chǎn)、調(diào)試和測試,Ku波段的方向圖測試結(jié)果如圖15和圖16所示,200 MHz帶寬內(nèi)駐波小于1.6,E面副瓣都低于-23 dB,H面副瓣都低于-24.5 dB,實測增益28.1 dB。Ka波段的測試結(jié)果如圖17～圖20所示,400 MHz帶寬內(nèi)駐波小于2,E面副瓣低于-25 dB,H面副瓣低于-27 dB,實測增益為33.6 dB。從實測結(jié)果可見,Ku波段和Ka波段的E面、H面方向圖與仿真結(jié)果吻合度較高,Ku波段增益實測結(jié)果比仿真結(jié)果低0.6 dB,口徑效率為54%,Ka波段增益實測結(jié)果比仿真結(jié)果低0.9 dB,口徑效率為47%。

表1為本文所測結(jié)果與其余文獻所測結(jié)果的對比,經(jīng)對比可發(fā)現(xiàn)本文的副瓣、增益和效率具有明顯優(yōu)勢。

圖15 Ku波段天線駐波測試結(jié)果Fig.15 Ku-band antenna standing wave test results

圖16 Ku波段天線E面方向圖測試結(jié)果Fig.16 Ku-band antenna pattern test results for E surface

圖17 Ku波段天線H面方向圖測試結(jié)果Fig.17 Ku-band antenna pattern test results for H surface

圖18 Ka波段天線駐波測試結(jié)果Fig.18 Ka-band antenna standing wave test results

圖19 Ka波段天線E面方向圖測試結(jié)果Fig.19 Ka-band antenna pattern test results for E surface

圖20 Ka波段天線H面方向圖測試結(jié)果Fig.20 Ka-band antenna pattern test results for H surface

文獻實現(xiàn)形式頻段副瓣(高頻/低頻)/dB增益(高頻/低頻)/dB效率(高頻/低頻)[23]反射面天線-18.6/-19.644.0/27.650%/15%[24]反射面天線Ku/X-18/-12.5[25]縫隙陣/窄邊縫隙陣Ka/Ka-20/-17.625.4/24.836%/43%[26]縫隙陣/微帶貼片Ku/X-22/-9[27]縫隙陣/微帶偶極子Ku/C-23/-14.528.2/18.6[28]縫隙陣/SIW縫隙陣Ka/X-22/-17[30]脊波導(dǎo)縫隙陣Ka/X-25/-2032.1/23.044%/47%本文脊波導(dǎo)縫隙陣Ka/Ku-25/-2333.6/28.147%/54%

5 結(jié) 論

本文提出了一種新型的共口徑雙波段波導(dǎo)縫隙陣列天線設(shè)計方法,該天線由工作于不同波段的兩個脊波導(dǎo)縫隙陣天線同層間隔排布組成,特別適用于小型雙波段雷達天線設(shè)計。文中采用優(yōu)化低波段天線H面間距來減弱相互干擾對高波段天線方向圖的影響,采用包含兩個波段縫隙的模型參數(shù)提取高波段縫隙導(dǎo)納參數(shù),消除了相互干擾對高波段天線駐波匹配的影響。設(shè)計實例的測試結(jié)果與仿真結(jié)果比較吻合,表明這種設(shè)計方法切實可行,能夠使兩個波段天線都滿足高增益、低副瓣等需求。